JPH01283085A - 変換装置の負荷角調節装置 - Google Patents
変換装置の負荷角調節装置Info
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- JPH01283085A JPH01283085A JP1073682A JP7368289A JPH01283085A JP H01283085 A JPH01283085 A JP H01283085A JP 1073682 A JP1073682 A JP 1073682A JP 7368289 A JP7368289 A JP 7368289A JP H01283085 A JPH01283085 A JP H01283085A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/10—Direct field-oriented control; Rotor flux feed-back control
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、三相交流出力端を有する変換装置の負荷角
調節装置に関するものである。
調節装置に関するものである。
〔従来の技術〕
この種の負荷角調整装置の好ましい応用分野は、変換装
置により給電される回転磁界機の、固定子電流に対する
位相角調節による駆動である。使用される変換装置が直
流電流入力端を有し、その直流電流が変換装置出力電流
の振幅に対する目標値に調節または制御されることは有
利である。第４図には、特開昭５５−１５５５９４号公
報に示されているようなこの種の装置が示されている。
置により給電される回転磁界機の、固定子電流に対する
位相角調節による駆動である。使用される変換装置が直
流電流入力端を有し、その直流電流が変換装置出力電流
の振幅に対する目標値に調節または制御されることは有
利である。第４図には、特開昭５５−１５５５９４号公
報に示されているようなこの種の装置が示されている。
その際に回転磁界機Ｍ（ここでは非同期機）は回転機側
のインバータＷＲに接続されており、その直流電流入力
端は直流電流中間回路を介して系統側の整流器ＧＲと接
続されている。この系統側の整流器ＧＲは制御装ｆｉｓ
ＴＲにより制御され、その制御電圧は出力電流または中
間回路直流電流の振幅Ｉに対する電流調節器Ｒ１に接続
されている。相応する電流目標値１０は関数発生器ＦＣ
を介して回転数調節器ＲＮの出力端から取り出され得る
。この特許出願公開公報には、回転数調節器ＲＮの出力
信号が負荷角の正接に比例していること、すなわち固定
子電流の磁束垂直および磁束平行成分の比に比例してい
ることが説明されている。
のインバータＷＲに接続されており、その直流電流入力
端は直流電流中間回路を介して系統側の整流器ＧＲと接
続されている。この系統側の整流器ＧＲは制御装ｆｉｓ
ＴＲにより制御され、その制御電圧は出力電流または中
間回路直流電流の振幅Ｉに対する電流調節器Ｒ１に接続
されている。相応する電流目標値１０は関数発生器ＦＣ
を介して回転数調節器ＲＮの出力端から取り出され得る
。この特許出願公開公報には、回転数調節器ＲＮの出力
信号が負荷角の正接に比例していること、すなわち固定
子電流の磁束垂直および磁束平行成分の比に比例してい
ることが説明されている。
すなわち、この出力信号は、与えられた磁束において（
すなわち磁束平行な固定子電流成分に対する予め与えら
れた目標値において）回転機の固定子電流ベクトルと磁
束ベクトルとの間の角度に対する目標値ｗｌ （Ｆ）”
である角度類似の信号である。実際値計算機ＣＡＬは、
角度調節機ＲＷの実際値入力端ｌに供給される実際値ｗ
ｌ（Ｆ）を形成する。角度調節器の目標値出力端２は（
−船釣な場合には角度類似の目標値に対する入力装置の
）回転数調節器ＲＷの出力端と接続されている。
すなわち磁束平行な固定子電流成分に対する予め与えら
れた目標値において）回転機の固定子電流ベクトルと磁
束ベクトルとの間の角度に対する目標値ｗｌ （Ｆ）”
である角度類似の信号である。実際値計算機ＣＡＬは、
角度調節機ＲＷの実際値入力端ｌに供給される実際値ｗ
ｌ（Ｆ）を形成する。角度調節器の目標値出力端２は（
−船釣な場合には角度類似の目標値に対する入力装置の
）回転数調節器ＲＷの出力端と接続されている。
回転数調節器ＲＮの出力端は、回転機側の変換装置ＷＲ
を制御する制御装置ＳＴＷの周波数制御入力端３と接続
されている。
を制御する制御装置ＳＴＷの周波数制御入力端３と接続
されている。
公知の実際値調節器は３／２変換器を介して、回転機の
電圧および電流を測定し、またそれらから固定子基準の
１つの基準系のなかの相応する電圧ベクトルおよび電流
ベクトルの成分を形成する測定装ｆｉＭＩおよびＭＵに
接続されている。その際に実際値計算機ＣＡＬは、一方
では磁束軸の方向、すなわち実際上磁束軸と固定子軸と
の間の角度ｗＦ （Ｓ）を、また他方では固定子電流ベ
クトルの磁束に対して平行な成分を計算する磁束計算機
ＣＡＬＦを含んでいる。計算すべき磁束軸に対してそれ
ぞれ平行および垂直な固定子電流ベクトルの成分が次い
で電流測定装置Ｍｌの出力信号から形成され、また両固
定子電流成分の比が実際上角度ｗｌ （Ｆ）を決定する
。こうして、この角度ｗｌ （Ｆ）は、変換装置ＷＲか
ら与えられる固定子電流ベクトルが固定子軸となす角度
ｗｌ （Ｓ）と計算された磁束軸と固定子軸との間の計
算された角度ｗＦ （Ｓ）との間の角度差に等しい、こ
の角度は角度調節器ＲＷの実際値である。
電圧および電流を測定し、またそれらから固定子基準の
１つの基準系のなかの相応する電圧ベクトルおよび電流
ベクトルの成分を形成する測定装ｆｉＭＩおよびＭＵに
接続されている。その際に実際値計算機ＣＡＬは、一方
では磁束軸の方向、すなわち実際上磁束軸と固定子軸と
の間の角度ｗＦ （Ｓ）を、また他方では固定子電流ベ
クトルの磁束に対して平行な成分を計算する磁束計算機
ＣＡＬＦを含んでいる。計算すべき磁束軸に対してそれ
ぞれ平行および垂直な固定子電流ベクトルの成分が次い
で電流測定装置Ｍｌの出力信号から形成され、また両固
定子電流成分の比が実際上角度ｗｌ （Ｆ）を決定する
。こうして、この角度ｗｌ （Ｆ）は、変換装置ＷＲか
ら与えられる固定子電流ベクトルが固定子軸となす角度
ｗｌ （Ｓ）と計算された磁束軸と固定子軸との間の計
算された角度ｗＦ （Ｓ）との間の角度差に等しい、こ
の角度は角度調節器ＲＷの実際値である。
それぞれ角度のみを考察すると、従来の実際値計算機は
第４図に示されている原理で動作する。
第４図に示されている原理で動作する。
角度ｗｌ（Ｓ）に対する測定装置ＭＷ、すなわち角度検
出器は、固定子軸を基準とする変換装置出力電流の位相
に対する角度実際値ｗｌ （Ｓ）を形成する。角度調節
器ＲＷの角度目標値ｗｌ（Ｆ）”は磁束軸、すなわち基
準角度ｗＦ （Ｓ）を基準としているので、実際値ｗｌ
（Ｓ）および目標値Ｗ１（Ｆ）”は相応する移相回路Ｐ
Ｈにより共通の参照値（ここでは磁束の位相）に基準化
されなければならない、従って、移相回路ＰＨとしては
、角度実際値ｗｌ （Ｓ）と基準角度ｗＦ （Ｓ）との
間の差ｗＩ （Ｓ）−ｗＦ （Ｓ）を形成する差し引き
回路が用いられ得る。
出器は、固定子軸を基準とする変換装置出力電流の位相
に対する角度実際値ｗｌ （Ｓ）を形成する。角度調節
器ＲＷの角度目標値ｗｌ（Ｆ）”は磁束軸、すなわち基
準角度ｗＦ （Ｓ）を基準としているので、実際値ｗｌ
（Ｓ）および目標値Ｗ１（Ｆ）”は相応する移相回路Ｐ
Ｈにより共通の参照値（ここでは磁束の位相）に基準化
されなければならない、従って、移相回路ＰＨとしては
、角度実際値ｗｌ （Ｓ）と基準角度ｗＦ （Ｓ）との
間の差ｗＩ （Ｓ）−ｗＦ （Ｓ）を形成する差し引き
回路が用いられ得る。
回転数調節器ＲＮには回転数目標値とならんで、適当に
検出された回転数実際値が与えられなければならない、
前記の特許出願公開公報では、回転数に対する代用実際
値として周波数制御量ｆｌ（Ｓ）０が回転機側の変換装
置ＷＲに対する制御装置ＳＴＷの周波数制御入力端３か
ら戻され得る。
検出された回転数実際値が与えられなければならない、
前記の特許出願公開公報では、回転数に対する代用実際
値として周波数制御量ｆｌ（Ｓ）０が回転機側の変換装
置ＷＲに対する制御装置ＳＴＷの周波数制御入力端３か
ら戻され得る。
しかし、高い周波数において整流器ＧＲから与えられる
直流電流■を等間隔の時点で回転機の三相交流入力端の
種々の組み合わせに分配するため、変換装置ｆｆ１ＷＲ
のなかの開閉過程により固定子巻線にパルス状の電流が
供給される。低い周波数では個々の相電流が種々のパル
ス／休止比でパルス化される。制御装置ｓＴＷのブロッ
ク図のなかで、このことは、周波数制御信号ｒｒ（ｓ）
”）が積分器ＩＮＴのなかで、固定子電流に変換装置Ｗ
Ｒを介してパルス幅変調（変調器ＭＯＤ）により与えら
れる固定子基準の位相角に対する相応の制御信号Ｗｌ（
Ｓ）”）に積分されることにより示されている。しかし
、パルス状の固定子電流は、角度実際値ｗｌ（Ｓ）が特
に低い周波数でのパルス化された作動中に強く高調波を
含むように作用する。このことは特に、ディジタル調節
が回転数検出なしに用いられるときに不利となる。他の
場合にも、角度実際値ｗｌ（Ｓ）のなかの窩調波周波数
をフィルタにより除去することが必要になり得る。その
際に、作動を安定にするため、必要な平滑化は多くの場
合に非常に強く設定されなければならない、しかし、こ
のことは角度調節回路に要求される高動特性を著しく悪
化させる。
直流電流■を等間隔の時点で回転機の三相交流入力端の
種々の組み合わせに分配するため、変換装置ｆｆ１ＷＲ
のなかの開閉過程により固定子巻線にパルス状の電流が
供給される。低い周波数では個々の相電流が種々のパル
ス／休止比でパルス化される。制御装置ｓＴＷのブロッ
ク図のなかで、このことは、周波数制御信号ｒｒ（ｓ）
”）が積分器ＩＮＴのなかで、固定子電流に変換装置Ｗ
Ｒを介してパルス幅変調（変調器ＭＯＤ）により与えら
れる固定子基準の位相角に対する相応の制御信号Ｗｌ（
Ｓ）”）に積分されることにより示されている。しかし
、パルス状の固定子電流は、角度実際値ｗｌ（Ｓ）が特
に低い周波数でのパルス化された作動中に強く高調波を
含むように作用する。このことは特に、ディジタル調節
が回転数検出なしに用いられるときに不利となる。他の
場合にも、角度実際値ｗｌ（Ｓ）のなかの窩調波周波数
をフィルタにより除去することが必要になり得る。その
際に、作動を安定にするため、必要な平滑化は多くの場
合に非常に強く設定されなければならない、しかし、こ
のことは角度調節回路に要求される高動特性を著しく悪
化させる。
本発明の課題は、周波数および位相制御可能な出力電流
を有する変換装置の位相角調節器に対して、はぼ高調波
を含んでいない実際値を与えることである。
を有する変換装置の位相角調節器に対して、はぼ高調波
を含んでいない実際値を与えることである。
この課題は
ａ）変換装置出力電流の位相に対する角度実際値を形成
する角度検出器と、 ｂ）実際値入力端で角度検出器と接続されており、また
目標値入力端に角度目標値を供給されている角度ｗｊ４
ｖＩ器と、 Ｃ）角度調節器の出力端に接続されている周波数制御入
力端を有し、また出力信号により変換装置を制御する制
御装置と を有する負荷角調節装置において、 角度検出器と角度調節器の実際値入力端との間に接続さ
れている角度追跡装置を含んでおり、この角度追跡装置
が、 積分部分を有し、また目標値入力端に角度実際値を与え
られている追跡調節器と、 追跡調節器の出力信号と、角度調節器の出力信号から形
成された、変換装置周波数の積分に相当する角度予制御
信号とを供給されており、また出力端で追跡調節器の実
際値入力端および角度調節器の実際値入力端と接続され
ている加算回路とを含むことにより解決される０本発明
の有利な構成は請求項２以下にあげられている。
する角度検出器と、 ｂ）実際値入力端で角度検出器と接続されており、また
目標値入力端に角度目標値を供給されている角度ｗｊ４
ｖＩ器と、 Ｃ）角度調節器の出力端に接続されている周波数制御入
力端を有し、また出力信号により変換装置を制御する制
御装置と を有する負荷角調節装置において、 角度検出器と角度調節器の実際値入力端との間に接続さ
れている角度追跡装置を含んでおり、この角度追跡装置
が、 積分部分を有し、また目標値入力端に角度実際値を与え
られている追跡調節器と、 追跡調節器の出力信号と、角度調節器の出力信号から形
成された、変換装置周波数の積分に相当する角度予制御
信号とを供給されており、また出力端で追跡調節器の実
際値入力端および角度調節器の実際値入力端と接続され
ている加算回路とを含むことにより解決される０本発明
の有利な構成は請求項２以下にあげられている。
位相検出器ＭＷと位相角調節器ＲＷの実際値入力ｒｔと
の間に、第４図に一般的に示されておりまた参照符合Ｗ
ＩＣを付されている平滑化回路が配置されている。
の間に、第４図に一般的に示されておりまた参照符合Ｗ
ＩＣを付されている平滑化回路が配置されている。
平滑化回路のＬ１題は、基本波の振幅に達し得る高調波
が実際値に重畳しているときにも角度実際値ｗｌ（Ｓ）
の基本波ｗｌ（Ｓ）を求めることである。すなわち、平
滑化回路はたとえば５ｍｓを明らかに越える平滑化定数
を有する強い平滑化を行わなければならない、それにも
かかわらず角度調節の高動特性が達成され、また少なく
とも定常的な場合には角度実際値の基本波ｗｌ（Ｓ）が
正しい位相で検出されなければならない。
が実際値に重畳しているときにも角度実際値ｗｌ（Ｓ）
の基本波ｗｌ（Ｓ）を求めることである。すなわち、平
滑化回路はたとえば５ｍｓを明らかに越える平滑化定数
を有する強い平滑化を行わなければならない、それにも
かかわらず角度調節の高動特性が達成され、また少なく
とも定常的な場合には角度実際値の基本波ｗｌ（Ｓ）が
正しい位相で検出されなければならない。
本発明によれば、インバータＷＲの応答遅れに相当する
位相ずれｄｌ（Ｓ）をもって電流の制御角度ｗｌ（Ｓ）
”に続く、高調波を含んでいない代用実際角度ｗｌ （
Ｓ）をシミュレートするため、平滑化回路として電子的
オブザーバが設けられている。これはインバータの作動
状Ｂ（たとえば周波数）に関係し、また電流の基本波と
その制御角との間の位相差、すなわち差角度ｗｌ（Ｓ）
−ｗｉ（ｓ）”に対する有限の平均値を条件付ける。
位相ずれｄｌ（Ｓ）をもって電流の制御角度ｗｌ（Ｓ）
”に続く、高調波を含んでいない代用実際角度ｗｌ （
Ｓ）をシミュレートするため、平滑化回路として電子的
オブザーバが設けられている。これはインバータの作動
状Ｂ（たとえば周波数）に関係し、また電流の基本波と
その制御角との間の位相差、すなわち差角度ｗｌ（Ｓ）
−ｗｉ（ｓ）”に対する有限の平均値を条件付ける。
従って、シミュレートされた位相ずれｄｌ（Ｓ）は、予
制御される追跡ｍ節器を含んでおりまた差角度ｗｌ
（Ｓ）−ｗｌ （Ｓ）を零に調節する、代用実際角度ｗ
ｌ 、（Ｓ）−ｗｌ （Ｓ）” ＋ａ Ｉ （Ｓ）に対
する角度追跡により求められ得る。この角度追跡の好ま
しい実施例は第１図ないし第３図に示されている。
制御される追跡ｍ節器を含んでおりまた差角度ｗｌ
（Ｓ）−ｗｌ （Ｓ）を零に調節する、代用実際角度ｗ
ｌ 、（Ｓ）−ｗｌ （Ｓ）” ＋ａ Ｉ （Ｓ）に対
する角度追跡により求められ得る。この角度追跡の好ま
しい実施例は第１図ないし第３図に示されている。
第１図によれば、積分形調節器Ｒ３またはともかく本質
的な積分成分を含んでいるｍ節器に目標値として、位相
検出器ＭＷにより検出された角度実際値ｗｌ（Ｓ）が、
また実際値として、負帰還された調節器出力が供給され
る０周波数制御信号ｆｌ（Ｓ）”１７）変化およびＷｌ
（Ｓ）”（７）相応の変化の際に、調節器Ｒ３は、その
負帰還された出力信号ｄｉ（Ｓ）が調節器入力端におい
てもはや差角度を発生しなくなるまでに成る時間を必要
とする。従って、この調節過程は、出力信号ｄｒ（Ｓ）
および信号ｗＩ （Ｓ）”を供給されておりまたその出
力信号が一方では調節器ＲＳの実際値入力端に負帰還さ
れまた他方では信号ｗｌ （Ｓ）として角度調節器ＲＷ
の実際値入力端１に供給されている加算回路ＡＤにより
全く本質的に高められる。磁界オリエンティラドな角度
目標値ｗｌ（Ｓ）”および固定子オリエンティラドな角
度ｗｌ （Ｓ）を等しい参照信号に変換する移相回路
ＰＨはここでは、！１ｌｊＪ器ＲＷに対する制御偏差の
形成のために必要な比較回路のなかに集積されている。
的な積分成分を含んでいるｍ節器に目標値として、位相
検出器ＭＷにより検出された角度実際値ｗｌ（Ｓ）が、
また実際値として、負帰還された調節器出力が供給され
る０周波数制御信号ｆｌ（Ｓ）”１７）変化およびＷｌ
（Ｓ）”（７）相応の変化の際に、調節器Ｒ３は、その
負帰還された出力信号ｄｉ（Ｓ）が調節器入力端におい
てもはや差角度を発生しなくなるまでに成る時間を必要
とする。従って、この調節過程は、出力信号ｄｒ（Ｓ）
および信号ｗＩ （Ｓ）”を供給されておりまたその出
力信号が一方では調節器ＲＳの実際値入力端に負帰還さ
れまた他方では信号ｗｌ （Ｓ）として角度調節器ＲＷ
の実際値入力端１に供給されている加算回路ＡＤにより
全く本質的に高められる。磁界オリエンティラドな角度
目標値ｗｌ（Ｓ）”および固定子オリエンティラドな角
度ｗｌ （Ｓ）を等しい参照信号に変換する移相回路
ＰＨはここでは、！１ｌｊＪ器ＲＷに対する制御偏差の
形成のために必要な比較回路のなかに集積されている。
第４図には、制御全体のＡ１１節動特性がどのように一
層改善され得るかが破線で示されている。磁界オリエン
チーシランの原理によれば、１つの磁界オリエンティラ
ドな座標系のなかの固定子電流ベクトルに対する目標値
は大きさおよび方向または磁界オリエンティラドな成分
に対する目標値により予め与えられている。磁界オリエ
ンティラドな目４１を流ベクトルと磁界軸との間の角度
ｗｌ（Ｆ）０の各変化は相応の位相変化として変換装置
を介して回転機の実際固定子電流に与えられる。
層改善され得るかが破線で示されている。磁界オリエン
チーシランの原理によれば、１つの磁界オリエンティラ
ドな座標系のなかの固定子電流ベクトルに対する目標値
は大きさおよび方向または磁界オリエンティラドな成分
に対する目標値により予め与えられている。磁界オリエ
ンティラドな目４１を流ベクトルと磁界軸との間の角度
ｗｌ（Ｆ）０の各変化は相応の位相変化として変換装置
を介して回転機の実際固定子電流に与えられる。
第４図ではこのことは、微分ＨＤＩＦにより形成される
角度ｗｌ （Ｆ）”の微分が相応の追加周波数ｆｌ（Ｆ
）”として制御装置ＳＴＷの周波数制御入力端３におけ
る追加的な加算回路４に重畳されることにより行われる
。さらに、磁界オリエンチーシランでは、与えられた固
定子電流の位相に磁束角度を正帰還する必要がある。従
って、第４図では、磁束計算機ＣＡＬＦが磁束角度ｗＦ
（Ｓ）の時間微分を相応の磁界周波数ｆＦ（Ｓ）とし
て計算し、また同じく追加的な加算回路４に重畳する。
角度ｗｌ （Ｆ）”の微分が相応の追加周波数ｆｌ（Ｆ
）”として制御装置ＳＴＷの周波数制御入力端３におけ
る追加的な加算回路４に重畳されることにより行われる
。さらに、磁界オリエンチーシランでは、与えられた固
定子電流の位相に磁束角度を正帰還する必要がある。従
って、第４図では、磁束計算機ＣＡＬＦが磁束角度ｗＦ
（Ｓ）の時間微分を相応の磁界周波数ｆＦ（Ｓ）とし
て計算し、また同じく追加的な加算回路４に重畳する。
さてこの装置は、低い周波数において角度ａｒｍ器ＲＷ
に対する１つの実際上高調波を含んでいない実際値ｗ
Ｉ （Ｓ） −ｗＦ （Ｓ）を形成し、また制御全体を
安定に作動させることを可能にする。
に対する１つの実際上高調波を含んでいない実際値ｗ
Ｉ （Ｓ） −ｗＦ （Ｓ）を形成し、また制御全体を
安定に作動させることを可能にする。
より高い周波数では角度実際値ｗｌ（Ｓ）はいずれにせ
よ既に特に有害な高調波を含んでおらず、この場合には
角［連鋳装置ＷＩ Ｃは、第４図中に１つの相応のスイ
ッチＳＷにより示されているように、無効にされ、また
橋絡され得る。
よ既に特に有害な高調波を含んでおらず、この場合には
角［連鋳装置ＷＩ Ｃは、第４図中に１つの相応のスイ
ッチＳＷにより示されているように、無効にされ、また
橋絡され得る。
第１図ではこのスイッチは、周波数ｆＦ（Ｓ）または制
御３１ｆｌ（Ｓ）”が所与の限界値の下にあるかぎり、
調節器Ｒ５を調節器ＲＷの実際値入力端ｌに接続する１
つのしきい値発生器ＳＳにより駆動される。限界値を上
回る際にはスイッチＳＷは、角度実際値ｗｒ （Ｓ）が
フィルタされずに供給されているスイッチ入力端に切り
換えられる。
御３１ｆｌ（Ｓ）”が所与の限界値の下にあるかぎり、
調節器Ｒ５を調節器ＲＷの実際値入力端ｌに接続する１
つのしきい値発生器ＳＳにより駆動される。限界値を上
回る際にはスイッチＳＷは、角度実際値ｗｒ （Ｓ）が
フィルタされずに供給されているスイッチ入力端に切り
換えられる。
他の変形例では、移和装、ｉＰＨは角度調節器ＲＷの実
際値入力端のすぐ前に接続されておらずに、既に平滑化
回路の入力端におけるベクトル回転器ＶＤ （−）の形
態で集積されている。これは、回転数調節器から有効電
流に対する目Ｉ値ｉｂ＊が取り出され、また相応する実
際値ｉｂがベクトル回転器により磁界角度ｗＦ （Ｓ）
および相電流の実際値から得られる従来のＡ５節におい
てしばしば行われている。
際値入力端のすぐ前に接続されておらずに、既に平滑化
回路の入力端におけるベクトル回転器ＶＤ （−）の形
態で集積されている。これは、回転数調節器から有効電
流に対する目Ｉ値ｉｂ＊が取り出され、また相応する実
際値ｉｂがベクトル回転器により磁界角度ｗＦ （Ｓ）
および相電流の実際値から得られる従来のＡ５節におい
てしばしば行われている。
有効電流は磁界軸に対して垂直な電流の成分であるので
、実際値は数学的にｉｂｗｌ・５ｉｎ（ｗＩ（Ｆ））（
ここでｗｌ （Ｆ）−ｗｌ （Ｓ）−ｗＦ （Ｓ））に
より記述可能である角度類似の量である。いま追跡調節
器Ｒ３の予制御のためには、角度調節器ＲＷの入力端に
与えられる目標値ｉｂ０ではなく、乗算関数発生器“ｓ
ｉｎ”のなかで電流振幅Ｉおよび角度ｗｌ （Ｆ）”
−ｗｌ （Ｓ）”−ｗＦ （Ｓ）から計算されている値
ｉｂ”−１・ｓ ｉｎ （ｗＩ （Ｆ）”）が使用さ
れる。
、実際値は数学的にｉｂｗｌ・５ｉｎ（ｗＩ（Ｆ））（
ここでｗｌ （Ｆ）−ｗｌ （Ｓ）−ｗＦ （Ｓ））に
より記述可能である角度類似の量である。いま追跡調節
器Ｒ３の予制御のためには、角度調節器ＲＷの入力端に
与えられる目標値ｉｂ０ではなく、乗算関数発生器“ｓ
ｉｎ”のなかで電流振幅Ｉおよび角度ｗｌ （Ｆ）”
−ｗｌ （Ｓ）”−ｗＦ （Ｓ）から計算されている値
ｉｂ”−１・ｓ ｉｎ （ｗＩ （Ｆ）”）が使用さ
れる。
次いで平滑化回路は量ｉｂを供給し、その際に追跡調節
器により差１ｂ−ｉｂ−１・ｓｉｎ（ｗＩ（Ｆ））−ｉ
ｂが平均的に零にされる。
器により差１ｂ−ｉｂ−１・ｓｉｎ（ｗＩ（Ｆ））−ｉ
ｂが平均的に零にされる。
この変形例は確かに、関数発生器″ｓｉｎ”の乗算器入
力がｍｓ器Ｒ［の実際値入力端から取り出されているか
ぎり、高調波を含んでいる代用実際値丁１を供給する。
力がｍｓ器Ｒ［の実際値入力端から取り出されているか
ぎり、高調波を含んでいる代用実際値丁１を供給する。
しかし、振幅実際値Ｉの高調波範囲は、角度ｗｌ （Ｓ
）の高調波と対照的に、調節構造全体に対してしばしば
非臨界的である１つの範囲内にある。
）の高調波と対照的に、調節構造全体に対してしばしば
非臨界的である１つの範囲内にある。
第１図には固定子基準の角度ｗｌ（Ｓ）に対する１つの
“極座標系での調節”が示されているが（角度調節器の
制御偏差は電流ベクトルの極座標系での角度成分から形
成され、また平滑化回路ＷＩＣ’が固定子基準の電流ベ
クトルの角度実際値ｗｌ（Ｓ）を平滑化する）、第２図
は磁界オリエンティラドな電流ベクトルに対する“直交
座標系での調節”を示している。なぜならば、平滑化回
路ＷＩＣ’が直交ｙｉ標系での磁束垂直な電流成分ｋｂ
−１−ｓ ｉｎ （ｗＩ （Ｆ） ）を平滑化し、この
電流成分が角度類似の値として負荷角ｗｌ （Ｆ）の代
わりに生じ、また角度調節器ＲＷによりこの直交座標系
での磁界オリエンテッドな電流成分の目標値ｉｂ０に調
節されるからである。
“極座標系での調節”が示されているが（角度調節器の
制御偏差は電流ベクトルの極座標系での角度成分から形
成され、また平滑化回路ＷＩＣ’が固定子基準の電流ベ
クトルの角度実際値ｗｌ（Ｓ）を平滑化する）、第２図
は磁界オリエンティラドな電流ベクトルに対する“直交
座標系での調節”を示している。なぜならば、平滑化回
路ＷＩＣ’が直交ｙｉ標系での磁束垂直な電流成分ｋｂ
−１−ｓ ｉｎ （ｗＩ （Ｆ） ）を平滑化し、この
電流成分が角度類似の値として負荷角ｗｌ （Ｆ）の代
わりに生じ、また角度調節器ＲＷによりこの直交座標系
での磁界オリエンテッドな電流成分の目標値ｉｂ０に調
節されるからである。
しかし、調節は第２図中のように磁界オリエンテッドに
、しかし第１図に示されているように極座標系でも行わ
れ得る。このことは第３図に示されている。第３図では
、第２図中のベクトル回転器ＶＤ （−）の代わりに比
較点ｖＧが追跡調節器Ｒ５の入力端に設けられており、
また追跡調節器Ｒ３が負帰還された角度ｗｌ （Ｆ）を
実際角度Ｗ１ （Ｆ）＝ｗｌ （Ｓ）−ｗｌ （Ｆ）の
平均値に調節する。
、しかし第１図に示されているように極座標系でも行わ
れ得る。このことは第３図に示されている。第３図では
、第２図中のベクトル回転器ＶＤ （−）の代わりに比
較点ｖＧが追跡調節器Ｒ５の入力端に設けられており、
また追跡調節器Ｒ３が負帰還された角度ｗｌ （Ｆ）を
実際角度Ｗ１ （Ｆ）＝ｗｌ （Ｓ）−ｗｌ （Ｆ）の
平均値に調節する。
予制御はそれ自体第２図からの角度ｗｌ（Ｆ）”＝ｗｌ
（Ｓ）” −ｗＦ （Ｓ）により行われる。しかし、
ｗＦ （Ｓ）はｗｌ （Ｓ）”にくらべて緩徐にしか変
化しないので、多くの用途では加算回路ＡＤにおけるｗ
Ｆ （Ｓ）の重畳は、調節の動特性を本質的に…なうこ
となく、無しですますことができる。
（Ｓ）” −ｗＦ （Ｓ）により行われる。しかし、
ｗＦ （Ｓ）はｗｌ （Ｓ）”にくらべて緩徐にしか変
化しないので、多くの用途では加算回路ＡＤにおけるｗ
Ｆ （Ｓ）の重畳は、調節の動特性を本質的に…なうこ
となく、無しですますことができる。
ここで予め与えられた入力直流電流を有する変換装置を
例として説明された本発明は、位相調節により回転磁界
機の固定子電流（より一般的には、１つの相応の負荷の
交流または三相交流電流）を電流の位相に対する１つの
目標値に調節する他の変換装置にも応用され得る。さら
に、それ自体１つの回転数実際値発生器を有する調節の
際にも、位相調節回路の動特性を損なわない位相実際値
の平滑化を行うことが必要であり得る。
例として説明された本発明は、位相調節により回転磁界
機の固定子電流（より一般的には、１つの相応の負荷の
交流または三相交流電流）を電流の位相に対する１つの
目標値に調節する他の変換装置にも応用され得る。さら
に、それ自体１つの回転数実際値発生器を有する調節の
際にも、位相調節回路の動特性を損なわない位相実際値
の平滑化を行うことが必要であり得る。
第１図〜第３図は本発明の異なる実施例の回路図、第４
図は従来装置の回路図である。 Ｍ・・・回転磁界機 ＭＷ・・・角度検出器 ＲＷ・・・角度調節器 ＳＴＷ・・・制御装置 ＷＲ・・・変換装置 ｗｉｃ・・・角度追跡装置 Ｒ５・・・追跡調節器 ＣＡＬＦ・・・基準量計算機（磁束計算４１！１）ＰＨ
・・・移相回路 ＦＩｏ ２ ＦＩＧ ３
図は従来装置の回路図である。 Ｍ・・・回転磁界機 ＭＷ・・・角度検出器 ＲＷ・・・角度調節器 ＳＴＷ・・・制御装置 ＷＲ・・・変換装置 ｗｉｃ・・・角度追跡装置 Ｒ５・・・追跡調節器 ＣＡＬＦ・・・基準量計算機（磁束計算４１！１）ＰＨ
・・・移相回路 ＦＩｏ ２ ＦＩＧ ３
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）交流出力端を有する変換装置の負荷角調節装置であ
って、 ａ）変換装置出力電流の位相に対する角度実際値（ｗＩ
（Ｓ））を形成する角度検出器 （ＭＷ）と、 ｂ）実際値入力端（１）で角度検出器と接続されており
、また目標値入力端（２）に角度目標値（ｗＩ（Ｆ）＾
＊）を供給されている角度調節器（ＲＷ）と、 ｃ）角度調節器の出力端に接続されている周波数制御入
力端（３）を有し、また出力信号（ｆＩ（Ｓ）＾＊）に
より変換装置（ＷＲ）を制御する制御装置（ＳＴＷ）と を有する負荷角調節装置において、 角度検出器（ＭＷ）と角度調節器（ＲＷ）の実際値入力
端（１）との間に接続されている角度追跡装置（ＷＩＣ
）を含んでおり、この角度追跡装置が、 積分部分を有し、また目標値入力端に角度実際値（ｗＩ
（Ｓ））を与えられている追跡調節器（ＲＳ）と、 追跡調節器（ＲＳ）の出力信号と、角度調節器（ＲＷ）
の出力信号から形成された、変換装置周波数（ｆＩ（Ｓ
）＾＊）の積分に相当する角度予制御信号（ｗＩ（Ｓ）
＾＊）とを供給されており、また出力端で追跡調節器（
ＲＳ）の実際値入力端および角度調節器（ＲＷ）の実際
値入力端（１）と接続されている加算回路（ＡＤ）と を含んでいることを特徴とする変換装置の負荷角調節装
置。 ２）変換装置の作動量および（または）変換装置に接続
されている負荷から角度目標値に対する基準角（ｗＦ（
Ｓ））を形成する基準量計算機（ＣＡＬＦ）と、基準角
を与えられており、また角度調節器（ＲＷ）の実際値ま
たは目標値入力端の前に接続されている移相回路（ＰＨ
）とを含んでいることを特徴とする請求項１記載の装置
。 ３）角度調節器（ＲＷ）と制御装置の制御入力端との間
に配置されている追加的な加算回路（ＡＤ′）が設けら
れており、この加算回路に角度目標値（ｗＩ（Ｆ）＾＊
）の時間微分（ｆＩ（Ｆ）＾＊）が与えられていること
を特徴とする請求項１記載の装置。 ４）変換装置の作動量および（または）変換装置に接続
されている負荷から角度目標値に対する基準角の時間微
分（ｆＦ（Ｓ））を形成する基準量計算機と、角度調節
器（ＲＷ）と制御装置の制御入力端との間に配置されて
いる追加的な加算回路とが設けられており、この加算回
路に基準角の時間微分が供給されていることを特徴とす
る請求項１記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3810502 | 1988-03-28 | ||
| DE3810502.0 | 1988-03-28 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01283085A true JPH01283085A (ja) | 1989-11-14 |
Family
ID=6350894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1073682A Pending JPH01283085A (ja) | 1988-03-28 | 1989-03-24 | 変換装置の負荷角調節装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4906912A (ja) |
| EP (1) | EP0335180B1 (ja) |
| JP (1) | JPH01283085A (ja) |
| DE (1) | DE58901909D1 (ja) |
| FI (1) | FI885885A7 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0437669B1 (de) * | 1990-01-18 | 1994-01-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und Schaltungsanordnung zur direkten Regelung von Ausgangsströmen eines Wechselrichters, der eine vorbestimmte Anzahl von Drehfeldmaschinen speist |
| FR2665589B1 (fr) * | 1990-08-01 | 1992-10-09 | Alsthom Gec | Procede et dispositif d'estimation de flux d'induction magnetique d'un moteur asynchrone, en vue notamment de la commande de ce moteur par regulation de flux. |
| FR2665588B1 (fr) * | 1990-08-01 | 1992-10-16 | Alsthom Gec | Procede et dispositif de commande de moteur asynchrone par regulation de flux d'induction magnetique. |
| RU2519251C2 (ru) * | 2011-10-07 | 2014-06-10 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования Новосибирский государственный архитектурно-строительный университет (Сибстрин) | Способ получения вяжущего |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4158801A (en) * | 1978-02-07 | 1979-06-19 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Control system of alternating current motors |
| DE2919852A1 (de) * | 1979-05-16 | 1980-12-04 | Siemens Ag | Lastzustandsregelung einer umrichtergespeisten asynchronmaschine |
| US4330741A (en) * | 1979-06-20 | 1982-05-18 | Hitachi, Ltd. | Electric control apparatus of induction motor |
| DE3528887A1 (de) * | 1985-08-12 | 1987-02-12 | Siemens Ag | Verfahren und vorrichtung zum naeherungsweisen bestimmen des feldwinkels einer drehfeldmaschine |
-
1988
- 1988-12-20 FI FI885885A patent/FI885885A7/fi not_active IP Right Cessation
-
1989
- 1989-03-15 DE DE8989104648T patent/DE58901909D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-15 EP EP89104648A patent/EP0335180B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-21 US US07/326,520 patent/US4906912A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-03-24 JP JP1073682A patent/JPH01283085A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0335180A1 (de) | 1989-10-04 |
| DE58901909D1 (de) | 1992-09-03 |
| FI885885L (fi) | 1989-09-29 |
| US4906912A (en) | 1990-03-06 |
| EP0335180B1 (de) | 1992-07-29 |
| FI885885A7 (fi) | 1989-09-29 |
| FI885885A0 (fi) | 1988-12-20 |
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