JPH01297907A - イメージキャンセルミクサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、テレビチューナや衛星放送受信機等に使用さ
れるヘテロダイン検波方式のチューナに係り、特に、イ
メージ信号を除去することが可能なイメージキャンセル
ミクサに関するものである。

〔従来の技術〕

−ａに、ヘンテロゲイン検波方式のチューナでは、ミク
サにおいて、受信すべき高周波信号に局部発振信号を混
合し、中間周波信号に変換して出力している。即ち、例
えば、局部発振信号の周波数がｆＬである時には、その
混合により、局部発振信号の周波数ｆ３よりも中間周波
数ｆＩだけ低い周波数ｆ、の信号が、受信すべき信号と
して中間周波信号に変換されることになる。しかし、こ
の際、局部発振信号の周波数ｆ、よりも中間周波数ｆτ
だけ高い周波数ｆ１Ｍの信号が到来すると、この周波数
ｆ１Ｍの信号も中間周波信号に変換されてしまい、これ
が妨害となる。この様な周波数ｆ、、４の信号をイメー
ジ信号と言う。

さて、ミクサ動作を行うと共に、上記したイメージ信号
を除去することが可能なイメージキャンセルミクサとし
て、例えば、従来では、特開昭６１−１８２３０５号公
報において、電圧制御発振回路を２つ用いて、互いに９
０度の位相差がある２つの局部発振信号を作成し、イメ
ージ信号を除去する回路が開示されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記した様に、従来のイメージキャンセルミクサは、電
圧制御発振回路を２つ必要とする。従って、このイメー
ジキャンセルミクサをＩＣ化しようした場合、前記電圧
制御発振回路に例えばＬＣ発振回路を採用しようとする
と、インダクタはＩＣ化が困難であるため、ＩＣの外部
にＬＣ共振回路が２つ必要となり、回路規模が大きくな
ってしまうという問題があった。

そこで、本発明の目的は、上記した従来技術の問題点を
解決し、ＩＣ化する際、回路規模が大きくならないイメ
ージキャンセルミクサを提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記した目的を達成するために、本発明では、局部発振
信号を発生する局部発振回路と、抵抗と容量とから成り
、前記局部発振信号を入力して該局部発振信号の位相を
移相する低域通過フィルタと、抵抗と容量とから成り、
前記低域通過フィルタとそのしゃ断周波数が等しく、前
記局部発振信号を入力して該局部発振信号の位相を移相
する高域通過フィルタと、前記低域通過フィルタからの
出力信号を増幅し所定の振幅に制限して出力する第１の
リミッタ増幅器と、前記高域通過フィルタからの出力信
号を増幅し前記第１のリミッタ増幅器にて制限される振
幅と同じ振幅に制限して出力する第２のリミッタ増幅器
と、入力される高周波信号に前記第１のリミッタ増幅器
からの出力信号を混合し、中間周波信号に変換して出力
する第１のミクサ回路と、入力される前記高周波信号に
前記第２のリミッタ増幅器からの出力信号を混合し、中
間周波信号に変換して出力する第２のミクサ回路と、前
記第１のミクサ回路から出力された中間周波信号と前記
第２のミクサ回路から出力された中間周波信号とをその
信号成分が同相となるようにして合成する位相合成器と
、でイメージキャンセルミクサを構成するようにした。

また、前記低域通過フィルタ及び高域通過フィルタをそ
れぞれ構成する前記抵抗として、ＦＥＴのドレイン・ソ
ース間の抵抗を用い（或いは前記低域通過フィルタ及び
高域通過フィルタをそれぞれ構成する前記容量として、
互いのカソード同士を接続した２つのダイオードの接合
容量を用い）、更に、上記構成の他に、前記第１のリミ
ッタ増幅器からの出力信号の位相と前記第２のリミッタ
増幅器からの出力信号の位相とを比較し、その位相差に
応じた信号を出力する位相比較器と、該位相比較器から
の出力信号を入力し、該出力信号に応じて、前記低域通
過フィルタ及び高域通過フィルタをそれぞれ構成するＦ
ＥＴのゲート電圧（或いは２つのダイオードの接続され
たカソードの電圧）を変化させ、前記第１のリミッタ増
幅器からの出力信号と前記第２のリミッタ増幅器からの
出力信号との位相差がπ／２（９０度）となるように、
それぞれのＦＥＴのドレイン・ソース間の抵抗（或いは
２つのダイオードの接合容量）の値を制御する制御手段
と、を設けるようにしても良い。

〔作用〕

上記したように、前記局部発振回路からの局部発振信号
をそれぞれ入力とする前記低域通過フィルタ及び高域通
過フィルタは、互いに、そのしゃ断周波数が等しいので
、その出力信号の位相差は常にπ／２（９０度）となる
。

また、前記第１及び第２のリミッタ増幅器は、それぞれ
、前記低域通過フィルタ及び高域通過フィルタからの出
力信号を増幅し、互いに同一の振幅となるように振幅制
限をして出力する。

また、前記第１及び第２のミクサ回路は、それぞれ、入
力される前記高周波信号に前記第１及び第２のリミッタ
増幅器からの出力信号を混合し、中間周波信号に変換し
て出力する。この結果、前記第１のミクサ回路からは、
中間周波信号として、例えば、信号成分とイメージ信号
成分とが同相で出力され、また、前記第２のミクサ回路
からは、中間周波信号として、例えば、信号成分とイメ
ージ信号成分とが逆相で出力される。しかも、前記第１
のミクサ回路からの信号成分と前記第２のミクサ回路か
らの信号成分とはπ／２の位相差があり、また、前記第
１のミクサ回路からのイメージ信号成分と前記第２のミ
クサ回路からのイメージ信号成分ともπ／２の位相差が
ある。

従って、前記位相合成器において、例えば、前記第１の
ミクサ回路から出力された中間周波信号の位相をπ／２
ずらして前記第２のミクサ回路から出力された中間周波
信号と合成し、その信号成分が同相となるように合成す
ると、イメージ信号成分は逆相キャンセルされ、信号成
分のみを残すことができる。

こうして、ミクサ動作を行うと共に、イメージ信号を除
去することができる。

以上のように、本発明によれば、低域通過フィルタ、高
域通過フィルタはそれぞれ抵抗と容量とによって構成さ
れており、前述した従来例の様にインダクタを用いてい
ないので、イメージキャンセルミクサ全体をＩＣ化する
ことができ、その為、ＩＣ化する隙、回路規模が大きく
なることがない。

また、上記したイメージキャンセル動作を広帯域、高性
能で行おうとする際、回路素子のばらつきや浮遊容量等
の影響による、前記低域通過フィルタ及び高域通過フィ
ルタの出力信号の位相差のπ／２からのわずかなずれが
無視できない場合は、上記構成の他に、更に、前記位相
比較器及び制御手段を設けるようにすれば良い。

すなわち、前記位相比較器は、前記第１のリミッタ増幅
器からの出力信号の位相と前記第２の゛リミッタ増幅器
からの出力信号の位相とを比較し、その位相差に応じた
信号を出力する。

また、前記制御手段は、該位相比較器からの出力信号を
入力し、該出力信号に応じて、前記低域通過フィルタ及
び高域通過フィルタをそれぞれ構成するＦＥＴのゲート
電圧（或いは２つのダイオードの接続されたカソードの
電圧）を変化させ、前記第１のリミッタ増幅器からの出
力信号と前記第２のリミッタ増幅器からの出力信号との
位相差がπ／２となるように、それぞれのＦＥＴのドレ
イン・ソース間の抵抗（或いは２つのダイオードの接合
容量）の値を制御する。

この結果、回路素子のばらつきや浮遊容量等の影響があ
っても、前記低域通過フィルタ及び高域通過フィルタの
出力信号の位相差は常に正確にπ／２とすることができ
る。

従って、前記位相比較器及び制御手段を更に設けた場合
には、回路素子のばらつきや浮遊容量等の影響を受ける
ことなく、広帯域、高性能なイメージキャンセル動作を
行うことができる。

〔実施例〕

以下、本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図である。

本実施例は、第１図に示す様に、主として、局部発振回
路１と、移相器２．５と、リミッタ増幅器８．９と、ミ
クサ回路１０．１１と、位相合成器１３と、から成る。

尚、１６はバイアス抵抗（２にΩ程度の抵抗）である。

局部発振回路１から出力された局部発振信号は、２分配
され、それぞれ移相器２．５に入力される。

ここで、移相器２は、抵抗３と容量４とで構成される低
域通過フィルタから成り、また、移相器５は、抵抗７と
容量６とで構成される高域通過フィルタから成る。尚、
１７は接地容量である。

いま、局部発振信号の周波数をｆＬ＋移相器２および５
のしゃ断周波数をｆｃとすると、移相器Ｌ ２の移相量θ１は、θＨ＝−ｔａｎ−’□となり、ｆｃ Ｃ 移相器５の移相量θ２は、θ２＝ｔａｎ−’□となＬ る。従って、移相器２，５の出力の位相差θは、次式で
与えられる。

θ＋θ２−θ。

すなわち、移相器２および５のしゃ断周波数を等しく選
択しておけば、移相器２．５の出力信号の位相差θとし
ては常にπ／２が得られる。

次に、移相器２．５より出力された信号は、それぞれ、
リミッタ増幅器８，９により増幅され、互いの振幅が等
しくなるよう振幅制限された後、ミクサ回路１０．１１
に入力される。ここで、リミッタ増幅器８．９は、それ
ぞれ、不平衡（アンバランス）な信号を入力して平衡（
バランス）な信号を出力する１人力２出力の差動増幅器
から成っている。従って、線路７３には線路７２の逆相
信号が、線路７５には線路７４の逆相信号がそれぞれ存
在する。

次に、ミクサ回路１０．１１は、それぞれ、バランス形
ミクサ回路であり、前述したリミッタ増幅器８．９から
出力される平衡（バランス）な信号を入力する他、端子
１２から高周波信号を入力する。

以下、イメージ信号の除去動作について説明する。

いま、線路７２を介してミクサ回路１０に入力される信
号を ｅｌｌ＋　　　＝Ｅ１　　ｃｏｓ　　　ｅＱ　ｔ　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　−−畢中・・式（
１）とし、線路７４を介してミクサ回路１１に入力され
る信号を ｅ　ｌｌ！　＝　ＥＱｓｉｎ　ωＨｔ　　　　　　　　
”・・式（２）とする（先に述べたように、ｅＱ、とｅ
Ａｔはπ／２の位相差がある。）。一方、端子１２より
入力される高周波信号（以下、入力信号と言う）をｅ（
＝Ｅ３　ｓｉｎ　ωｓｔ　　　　　　　　　ＩＨＨ＋＋
式（３）とし、イメージ信号を ｅ　＋ｓ＝　Ｅ　Ｉ、４　ｓｉｎ　ω、Ｈｔ　　　　　
　　−”　−”式（４）とする。尚、イメージ信号の角
周波数ωＩＮは、周知の如く、 ωＩＮ＝２ω見−ω、　　　　　　　　　・・・・・・
式（５）％式％ 以下、各信号の位相関係のみについて着目する。

ミクサ回路１０では、信号ｅＩ２１　と入力信号ｅｉと
を混合（式（１）と弐（３）とを混合）し、信号ｅｕＩ
とイメージ信号ｅ１，４とを混合（式（１）と式（４）
とを混合）して、その結果として、和の周波数成分を除
き、差の周波数成分に着目すると、 入力信号に対しては、 ｓｉｎω５ｔＸｃｏｓωＱｔ→５ｉｎ（ω２−ωｓＬＬ
・・・・・・式（６） イメージ信号に対しては、 ｓｉｎω、、ｔＸｃｏｓωｊ！ｔ→−５ｉｎ（ω怠−ω
ｓ）ｔ・・・・・・弐（７） が得られる。

また、ミクサ回路１１では、信号ｅＱｚと入力信号ｅｉ
とを混合（式（２）と式（３）とを混合）し、信号ｅｘ
ｔとイメージ信号ｅ１Ｍとを混合（式（２）と式（４）
とを混合）し、その結果として、入力信号に対しては、 ｓｉｎω３ｔＸｓｉれωｉｔ→ｃｏｓ（ω見−ωｓ）ｔ
・・・・・・式（８） イメージ信号に対しては、 ｓｉｎωＩＨｔ　Ｘ５ｉｎωｕ　ｔ→ｃｏｓ　（ωｇ−
ωｓ）ｔ・・・・・・式（９） ％式％ すなわち、線路７０には入力信号成分５ｉｎ（ωｇ−ω
ｓ）ｔとイメージ信号成分−５ｉｎ（ω２−ωｓ）ｔと
が、また、線路７１には入力信号成分ｃｏｓ（ω党−ω
ｓ）ｔとイメージ信号成分ｃｏｓ　（ωλ−ωｓ）ｔと
が、それぞれ現われる。

そこで、位相合成回路において、線路７ｏ上の信号の位
相をπ／２ずらして線路７１上の信号と合成すると、イ
メージ信号成分は逆相キャンセルされ、入力信号成分だ
けが残る。

こうして、端子１４からはイメージ信号の除去された中
間周波信号が出力される。

以上の様に、本実施例によれば、移相器２，５をそれぞ
れ低域通過フィルタ、高域通過フィルタで構成している
ため、広帯域に渡って安定な移相器が得られる。また、
上記した低域通過フィルタ、高域通過フィルタはそれぞ
れ抵抗と容量とによって構成されており、前述した従来
例の様にインダクタを用いていないので、イメージキャ
ンセルミクサ全体をＩＣ化することができ、その為、Ｉ
Ｃ化する際、回路規模が大きくなることがない。

第２図は本発明の第２の実施例を示す回路図である。

本実施例は、前述した第１図の実施例の移相器２．５を
構成する容量４お婆び６に、ダイオード１８〜２１の接
合容量を用いたものであり、直流の流れを防止するため
に、ダイオード１８〜２１はカソード共通の接続方式と
なっている。

本実施例における動作原理および効果は第１図の実施例
と同じであるが、ダイオードを用いているため、よりＩ
Ｃ化に適した回路構成となっている。尚、第２図におい
て、４０はバイアス抵抗（２にΩ程度の抵抗）、４１は
接地容量、である。

第３図は第１図および第２図における出力点１５．２２
．２３での出力信号の位相関係を示した説明図である。

第３図において、（ａ）は、位相器２．５のしゃ画周波
数ｒｃより、局部発振信号の周波数ｆＬの方が低い場合
（すなわち、ｆＣ＞ｆＬ）の位相関係を、（ｂ）は等し
い場合（即ち、ｆｃ＝ｆｔ、）の位相関係を、（ｃ）は
高い場合（即ち、ｆ、＜ｒｔ）の位相関係を、それぞれ
示している。

また、反時計回りを位相の増加方向とすると、ベクトル
αは局部発振回路１の出力点１５での出力信号のベクト
ル、ベクトルβは移相器５の出力点２３での出力信号の
ベクトル、ベクトルγは移相器２の出力点２２での出力
信号のベクトル、である。

第３図に示す様に、ベクトルβとベクトルγの位相差は
常にπ／２であり、ｆｃ＞ｆＬの場合には同図（ａ）に
示す様にベクトルγの大きさがベクトルβの大きさより
太き（、また、ｆｃ＝ｆｔの場合には同図（ｂ）に示す
様にベクトルβの大きさとベクトルＴの大きさは等しく
、また、ｆ。

くｆＬの場合には同図（Ｃ）に示す様にベクトルβの大
きさがベクトルＴの大きさより大きくなっている。

第４図は本発明の第３の実施例を示す回路図である。

本実施例は、ダイオード１８．１９および２０゜２１の
共通としたカソードに、抵抗値の大きな抵抗１３０．１
３１を介して端子１５０より直流電圧を印加する構、成
である。

この端子１５０より印加する直流電圧を端子１２から入
力する高周波信号、あるいは局部発振回路１より入力さ
れる局部発振信号に応じて変えることにより、ダイオー
ド１８．１９と抵抗３より成る移相器、およびダイオー
ド２０．２１と抵抗７より成る移相器のしゃ断周波数を
それぞれ変化させて、その出力点２２および２３に現わ
れる出力信号の振幅をほぼ等しくすることができる。

第５図は本発明の第４の実施例を示す回路図である。

本実施例は、ダイオード１８．１９および２０゜２１の
アノードを共通にして接続し、この共通のアノードに抵
抗値の大きな抵抗１３０，１３１を介して端子１５０よ
り直流電圧を印加する構成である。

この端子１５０より印加する直流電圧を、端子１２から
入力する高周波信号、あるいは局部発振回路１より入力
される局部発振信号に応じて変化させることにより、ダ
イオード１８．１９と抵抗３より成る移相器、およびダ
イオード２０．２１と抵抗７より成る移相器のしゃ断周
波数をそれぞれ変化させて、その出力点２２および２３
に現われる出力信号の振幅をほぼ等しくすることができ
る。

ここで、第４図の実施例または第５図の実施例において
、抵抗３とダイオード１８．１９から成る移相器と、抵
抗７とダイオード２０．２１から成る移相器のそれぞれ
の出力信号の振幅が、端子１５０から印加される直流電
圧によってどのように変化するかについて説明する。

ここでは第４図の実施例を例にとって第６図を用いて説
明する。

第６図は第４図における出力点２２．２３での出力信号
の振幅の周波数特性を示す特性図である。

第４図の端子１５０より印加される直流型・圧をいまｖ
Ｉとすると、第６図に示すように、出力点２２での出力
信号の振幅の周波数特性は曲線１６０で与えられ、出力
点２３での出力信号の振幅の周波数特性は曲線１６１で
与えられる。一方、端子１５０より印加される直流電圧
をＶ、（Ｖ、＞Ｖｌ　）とすると、出力点２２での出力
信号の振幅の周波数特性は曲線１６２で与えられ、出力
点２３での出力信号の振幅の周波数特性は曲線１６３で
与えられる。

第６図に示す様な周波数特性となるのは、端子１５０よ
り印加する直流電圧を高くすると、ダイオード１８．１
９，２０．２１の接合容量が小さくなって、それにより
、各々の移相器のしゃ断周波数が高くなるからである。

そこで、例えば、局部発振回路１より入力される局部発
振信号の周波数がｆ、付近のときには、端子１５０より
印加する直流電圧を■１程度とし、また、局部発振回路
１より入力される局部発振信号の周波数がｒ２付近のと
きには、端子１５０より印加する直流電圧をｖ２程度と
すれば、出力点２２．２３に得られる出力信号の振幅と
しては、局部発振信号がどの様な周波数であろうとも、
はぼ一定のものが得られるという特徴がある。

ところで、第４図の実施例と第５図の実施例の違いは、
抵抗３，４０によってダイオード１８゜１９に印加され
る直流電圧、および抵抗１６，７によってダイオード２
０．２１に印加される直流電圧が、それぞれ、端子１５
０より印加される直流電圧よりも低いときに、第４図の
構成をとり、高いときには、第５図の構成をとる。つま
り、ダイオード１８．１９，２０．２１は常に逆バイア
ス状態で使用するところが特徴である。

いま一つ、第１図、第２図、第４図、第５図に示した４
つの実施例の特徴は、リミッタ増幅器８゜９の入力（即
ち、前述の出力点２２．２３）に印加される直流バイア
スおよび、さきに述べたダイオード１８〜２１に印加さ
れるバイアス電圧が、すべて内部でオートバイアスされ
、すなわち、前述の出力点１５あバイアスが供給されて
いるところにある。この様な回路構成をとることにより
、回路の安定な直流動作が可能である。

第７図は第２図の実施例を、ＵＨＦ帯、ＶＨＦ帯の信号
が受信可能なテレビチューナに適用した場合の具体的な
回路構成を示す回路図である。

本回路では、能動デバイスとしてＭＥ　Ｓ　Ｆ　ＥＴを
用いている。

第７図において、ＦＥＴ９１，９２は発振トランジスタ
であり、ＦＥＴ９１はＵＨＦ帯の発振を、ＦＥＴ９２は
ＶＨＦ帯の発振を行い、受信帯域に応じて切り換えられ
る。

破線ブロック９３は、バッファ増幅器およびレベルシフ
ト回路であり、１５〜２０ｄＢ程度の利得を得る。

破線ブロック９５は、第２図の移相器にあたり、抵抗３
とダイオード１８．１９から成る容量とによるしゃ断周
波数、および抵抗７とダイオード２０．２１から成る容
量とによるしゃ断周波数は、それぞれ、５００ＭＨｚ程
度に設定されている。

破線ブロック９４は、第２図のリミッタ増幅器８．９に
あたり、ダイオード１０１〜１０８により、差動増幅回
路の出力振幅をリミットする構成としている。

第７図に示す回路は、ミクサ回路１０．１１まで含めた
ｌチップＩＣとなり、小形で、広帯域にわたるイメージ
キャンセル動作が可能である。

第８図は本発明の第５の実施例を示す回路図である。

本実施例は、第８図に示す様に、主として、局部発振回
路１と、移相器２と、リミッタ増幅器８゜９と、ミクサ
回路１０．１１と、位相合成器１３と、から成る。

局部発振回路１から出力された局部発振信号は、２分配
され、一方はリミッタ増幅器８の第１の端子に入力され
、他方は抵抗３と容量４とで構成される低域通過フィル
タから成る移相器２に入力される。移相器２からの出力
信号は、さらに２分配されて、リミッタ増幅器８の第２
の端子およびリミッタ増幅器９の第１の端子に入力され
る。また、リミッタ増幅器９の第２の端子は、バイアス
抵抗１６を介してリミッタ増幅器８の第１の端子に接続
されると共に、容量値の大きな接地容量２５を介して接
地される。

この結果、リミッタ増幅器８には、移相器２の抵抗３の
両端の電圧が、リミッタ増幅器９には、移相器２の容量
４０両端の電圧がそれぞれ入力されることになる。リミ
ッタ増幅器８．９では入力された電圧をそれぞれ増幅し
、互いの振幅が等しくなるよう振幅制限をして、ミクサ
回路１０，１１に入力する。

また、ミクサ回路１０．１１には、リミッタ増幅器８，
９からの出力信号の他、端子１２より高周波信号が入力
される。ミクサ回路１０．１１および位相合成器１３に
おける動作は、第１図の実施例で述べたのと同様である
。

本実施例の特徴は、移相器２の抵抗３の両端の電圧をリ
ミッタ増幅器８で取り出し、また、移相器２の容量４の
両端の電圧をリミッタ増幅器９で取り出しているところ
にあり、抵抗３の両端電圧と容量４０両端電圧との間に
は、常にπ／２の位相差が存在するため、リミッタ増幅
器８．９の出力信号として線路２６．２７上には常に、
互いにπ／２の位相差を持った信号が現われる。

この様に、本実施例では、移相器が、抵抗３と容量４と
で構成される低域通過フィルタから成る移相器２ひとつ
で済むため、前述した第１図の実施例に比して、回路素
子のばらつきに強く、また小形化に適した構成であると
言える。

第９図は本発明の第６の実施例を示す回路図である。

本実施例は、第８図の実施例の移相器２を構成する容ｔ
４に、ダイオード２４の接合容量を用いたものであり、
第８図の実施例と回路動作および効果は同一であり、さ
らにＩＣ化に適した構成となっている。

第１０図は第８図および第９図における出力点１５およ
び線路２６．２７上での信号の位相関係を示した説明図
である。

第１０図において、移相器２のしゃ断周波数をｆｃ、移
相器２に入力される局部発振信号の周波数をｆＬとする
と、（ａ）はｆ　ｃ　＞　ｆ　Ｌの場合の位相関係を、
（ｂ）はｆｃ””ｆｔの場合の位相関係を、（ｃ）はｒ
ｃ　＜ｆＬの場合の位相関係を、それぞれ示している。

また、ベクトルαは出力点１５での出力信号のベクトル
、ベクトルγは線路２７上での信号のベクトル、ベクト
ルβは線路２６上での信号のベトクル、である。

第１０図に示す様に、ベタ。トルβとベクトルγの位相
差は常にπ／２であり、ｆｃ＞ｒＬの場合には同図（ａ
）に示す様にベクトルＴの大きさがベクトルβの大きさ
より大きく、また、ｆ、＝ｆＬの場合には同図（ｂ）に
示す様にベクトルβの大きさとベクトルγの大きさは等
しく、また、ｆ。

くｆＬの場合には同図（Ｃ）に示す様にベクトルβの大
きさがベクトルγの大きさより大きくなっている。

第１１図は本発明の第７の実施例を示す回路図である。

本実施例は、移相器２の容量にカソードを共通としたダ
イオード１８．１９の接合容量を用いたものであり、ダ
イオード１８．１９のカソードに、端子１４より抵抗値
の大きな抵抗１４２を介して直流電圧を印加し、ダイオ
ード１８．１９の接合容量を変化させる構成としている
。

第１２図は本発明の第８の実施例を示す回路図である。

本実施例は、第１１図の実施例とほぼ同一の構成である
が、抵抗３と抵抗１４３によりダイオード１８．１９の
アノードの電圧を同じ電圧となるようにしており、共通
としたカソードには端子１４１より抵抗値の大きな抵抗
１４２を介して直流電圧を印加している。

第１３図は本発明の第９の実施例を示す回路図である。

本実施例は、第１２図の実施例とほぼ同一の構成である
が、ダイオード１８．１９のアノードを共通として、そ
こに端子１４１より抵抗値の大きな抵抗１４２を介して
直流電圧を印加している。

第１１図〜第１３図の実施例において、端子１４１より
印加する直流電圧を端子１２から人力する高周波信号、
あるいは局部発振回路１より入力される局部発振信号に
応じて変えることにより、ダイオード１８．１９と抵抗
３より成る移相器のしゃ断周波数を変化させ、抵抗３の
両端電圧の振幅と出力点２２での電圧の振幅とほぼ等し
くすることができる。

ところで、第１１図または第１２図の実施例と第１３図
の実施例との違いは、抵抗３，１４３（第１１図では抵
抗３のみ）によってダイオード１８．１９に印加される
直流電圧が、端子１４１より印加される直流電圧より低
いときに、第１１図。

第１２図の構成をとり、高いときには、第１３図の構成
をとる。つまり、ダイオード１８．１９を常に逆バイア
ス状態で使用するようにする。

いま一つ、第８図、第９図、第１０図〜第１３図に示し
た５つの実施例の特徴は、リミッタ増幅器８，９の入力
に印加される直流バイアスおよび、さきに述べたダイオ
ード１８．１９に印加されるバイアス電圧がすべて内部
でオートバイアスされ、すなわち、前述の出力点１５の
バイアスが供給されているところにある。この様な回路
構成をとることにより、回路の安定な直流動作が可能で
ある。

第１４図は第９図の実施例を、Ｕ　ＨＦ帯、　ＶＨＦ帯
の信号が受信可能なテレビチューナに適用した場合の具
体的な回路構成を示す回路図である。

本回路では、能動デバイスとしてＭＥＳＦＥＴを用いて
いる。

第１４図において、ＦＥＴ９１，９２は発振トランジス
タであり、ＦＥＴ９１はＵＨＦ帯の発振を、ＦＥＴ９２
はＶＨＦ帯の発振を行い、受信帯域に応じて切り換えら
れる。

破線ブロック９３は、バッファ増幅器およびレベルシフ
ト回路であり、１５〜２０ｄＢ程度の利得を得る。

破線ブロック９７は、第９図の移相器２にあたり、抵抗
３とダイオード２４の接合容量とによるしゃ断周波数は
、５００ＭＨｚ程度に設定されている。

破線ブロック９８は、バッファ用ソースフォロア回路で
あり、ＦＥＴの接合容量が、０．０１ｐ’Ｆ程度となる
ように、ゲート幅およびバイアスが設定されている。ち
なみに本回路ではＦＥＴゲート幅は８０μｍとしている
。

破線ブロック９４は、第９図のリミッタ増幅器８．９に
あたり、ダイオード１０１〜１０８により、差動増幅回
路の出力振幅をリミットする構成としている。

第１４図に示す回路は、ミクサ回路１０．１１まで含め
た１チツプＩＣとなり、小形で、広帯域にわたるイメー
ジキャンセル動作が可能である。

第１５図は本発明の第１０の実施例を示す回路図である
。

本実施例は、第１５図に示す様に、主として、局部発振
回路１と、移相器２．５と、リミッタ増幅回路８．９と
、ミクサ回路１０．１１と、位相合成器１３と、位相比
較器３０と、ループフィルタ３１と、ループアンプ３２
と、から成る。

局部発振回路１から出力された局部発振信号は、２分配
され、それぞれ移相器２，５に入力される。

ここで、移相器２は、ＦＥＴ３３のソース・ドレイン間
の抵抗と容Ｎ４とから成る低域通過フィルタで構成され
、また、移相器５は、ＦＥＴ３４のソース・ドレイン間
の抵抗と容量６とから成る高域通過フィルタで構成され
る。

この際、ＦＥＴ３３，３４を上記の如く抵抗として動作
させるために、そのソースおよびドレインの直流バイア
スは等しくしておく。また、このため、バイアス抵抗１
６，３７．３８により、ＦＥＴ３３，３４のソース、ド
レインにバイアス電圧を印加している。

また、ＦＥＴ３３，３４は、ゲートの印加電圧を変化さ
せると、ソース・ドレイン間の抵抗値が変化するという
特徴を持ち、ＦＥＴ３３のゲート１１１、ＦＥＴ３４の
ゲート１１２には、外部から直流電圧を抵抗３５．３６
を介して印加してその抵抗値を制御するようにしている
。

さらに、ＦＥＴ３３のソース・ドレイン間の抵抗と容量
４とによるしゃ断周波数、およびＦＥＴ３４のソース・
ドレイン間の抵抗と容量６とによるしゃ断周波数は等し
くなるよう設定する。このように設定すると、前述の第
１図の実施ＱＪで述べたように、移相器２および５から
の出力信号の位相差としては、常にπ／２が得られる。

次に、移相器２，５から出力された信号は、それぞれ、
リミッタ増幅器８．９により増幅され、互いの振幅が等
しくなるよう振幅制限された後、ミクサ回路１０．１１
に入力される。また、ミクサ回路１０．１１には、リミ
ッタ増幅器８，９からの出力信号の他、端子１２より高
周波信号が入力されている。

本実施例のイメージキャンセル動作は、前述の第１図の
実施例で示したのと同様の動作である。

ところで、移相器２．５をそれぞれ構成する低域通過フ
ィルタおよび高域通過フィルタは、先に説明したように
、その出力信号の位相差としては常にπ／２が得られる
ものの、イメージキャンセル動作を広帯域、高性能で行
おうとすると、回路素子のばらつきや浮遊容量等の影響
が無視できなくなり、移相器２，５の出力信号の位相差
の、π／２からのわずかなずれが問題となる。

そこで、本実施例では、移相器２，５の出力信号の位相
差を精度よくπ／２に保つために、フェーズ・ロックド
・ループ（ＰＬＬ）を構成するようにした。すなわち、
リミッタ増幅器８．９の出力信号を位相比較器３０で位
相比較し、位相比較器３０の出力電圧をループフィルタ
３１．ループアンプ３２を介して、移相器２，５に帰還
するものである。移相器２．５への帰還光は、先に述べ
たＦＥＴ３３，３４のゲート１１１，１１２であり、ソ
ース・ドレイン間の抵抗値を変化させて移相器２，５の
移相量の制御を行う。

この様な構成をとることにより、広帯域で高性能なイメ
ージキャンセル動作が可能で、また、■Ｃ化に適した回
路構成が得られる。

第１６図は本発明の第１１の実施例を示す回路図である
。

本実施例は、前述した第１５図の実施例とほぼ同一の構
成であるが、移相器２を、抵抗３とダイオード１８．１
９の接合容量から成る低域通過フィルタで構成し、また
、移相器５を、抵抗７とダイオード２０．２１の接合容
量から成る高域通過フィルタで構成してるところが異な
っている。従って、ループアンプ３２から移相器２．５
への帰還光は、カソード共通としたダイオード１８と１
９、およびダイオード２０と２１のそれぞれカソードに
帰還するものとする。

ダイオード１８，１９，２０．２１は、その両端電位差
が変化すると接合容量が変化するので、本実施例では、
この接合容量の変化を利用して、移相器２，５の移相量
の制御を行うものである。

また、本実施例では、バイアス抵抗１６．４０により、
リミッタ増幅器８，９の入力にバイアス電圧を供給する
とともに、ダイオード１８，１９゜２０．２１のアノー
ドのバイアス電圧を共通としている。

本実施例によれば、容量としてダイオードの接合容量を
用いているため、よりＩＣ化に適した構成となっている
。

第１７図は本発明の第１２の実施例を示す回路図である
。

本実施例は、前述した第１５図の実施例とほぼ同一の構
成であるが、移相器２を、ＦＥＴ３３のソース・ドレイ
ン間の抵抗とダイオード１８，１９の接合容量から成る
低域通過フィルタで構成し、移相器５を、ＦＥＴ３４の
ソース・ドレイン間の抵抗とダイオード２０．２１の接
合容量から成る高域通過フィルタで構成しているところ
が異なっている。従って、ループアンプ３２からの移相
器２．５への帰還光は、ＦＥＴ３３，３４のゲートであ
り、ソース・ドレイン間の抵抗値を変化させて移相器２
．５の移相量の制御を行う。尚、４２は抵抗である。

本実施例は、容量としてダイオードの接合容量を用いて
いるため、よりＩＣ化に適した構成となっている。

第１８図は第１５図乃至第１７図における位相比較器３
０．ループフィルタ３１．ループアンプ３２の具体的な
回路構成を示す回路図である。

尚、第１８図に示す回路では、ループアンプとループフ
ィルタの配置が反対となっている。

第１８図において、破線ブロック６１は第１５図乃至第
１７図の位相比較器３０にあたり、ダブルバランス構造
となっている。また、破線ブロック６２はレベルシフト
回路である。また、破線ブロック６３は第１５図乃至第
１７図のループアンプ３２にあたる。ここで、ループア
ンプの利得は、第１５図乃至第１７図に示したＦＥＴ３
３，３４のソース・ドレイン間の抵抗値の制御感度等か
ら約２０ｄＢ程度に設定されている。破線ブロック６４
はＲＣ低域通過フィルタで第１５図乃至第１７図のルー
プフィルタ３１にあたり、そのしゃ断周波数は、数ＭＨ
ｚに選定されている。破線ブロック６５はレベルシフト
回路であり、端子５４．５５より移相器５，２に直流電
圧が帰還される。

この様な第１８図に示す回路では、リミッタ増幅器９．
８より端子５０．５１および端子５２゜５３に入力され
る信号の位相関係がπ／２からずれた状態にあると、出
力端子５４．５５に成る出力電圧が得られ、その出力電
圧が移相器５，２の移相量を制御して、端子５０．５１
および端子５２．５３から入力する信号の位相差をπ／
２に制御卸する。

以下、この制御動作について詳しく説明する。

位相比較器３０にあたる破線ブロック６１の出力電圧は
、節点１２１，１２２に現われるが、そ電圧変化は互い
に逆である。つまり、節点１２１の電圧が正方向に変化
すれば、節点１２２の電圧は負方向に変化する。この様
な電圧変化は端子５４．５５にも現われ、端子５４．５
５の出力電圧は、基準電圧に対して常に逆相の関係で変
化し、すなわち、移相器５．２の抵抗値を逆方向に動か
すことになる。

例えば、リミッタ増幅器９．８より端子５０゜５１およ
び５２．５３に入力される信号の位相差がπ／２より大
きいと、端子５４の電圧は上昇、端子５５の電圧は下降
し、移相器５の移相量は増加、移相器２の移相量は減少
し、移相器２．５の出力の位相差はπ／２になる。

逆に、リミッタ増幅器９，８より端子５０，５１および
５２．５３に入力される信号の位相差がπ／２より小さ
いと、端子５４の電圧は下降、端子５５の電圧は上昇し
、移相器５の移相量は減少、移相器２の移相量は増加し
、移相器２．５の出力の位相差はπ／２になる。

この様に、第１８図に示す様な回路を用いることにより
、簡単な構成で広帯域にわたって良好なイメージキャン
セル効果が得られる。

第１９図は本発明の各実施例において用いられる位相合
成器１３の具体的な回路構成を示す回路図である。

第１９図に示す様に、位相合成器１３は、容量１３１、
抵抗１３４から成る高域通過フィルタと、容量１３２．
抵抗１３３から成る低域通過フィルタとで構成され、両
者のしゃ断周波数を同一にして、ミクサ回路１０．１１
からの出力信号を合成すると、ミクサ回路１０からの出
力信号の位相のみがπ／２ずれて位相合成され、イメー
ジ信号の抑圧が行なわれる。

以上、本発明の各実施例について述べてきたが、第４図
、第５図、第１１図、第１２図、第１３図にてそれぞれ
示した、移相器を構成するダイオードの接合容量を端子
１４１または１５０に印加する直流電圧で制御する構成
の実施例において、これら実施例をテレビチューナや衛
星放送受信機等に使用されるチューナに用いた場合、そ
のチューナの局部発振回路やフィルタを可変するために
用いられる電圧から、上記した端子１４１または１５０
に印加する直流電圧を作り出すようにすることにより、
イメージキャンセルミクサを用いた、より簡単な構成の
チューナを提供することができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、低域通過フィルタ、高域通過フィルタ
はそれぞれ抵抗と容量とによって構成されており、前述
した従来例の様にインダクタを用いていないので、イメ
ージキャンセルミクサ全体をＩＣ化することができ、そ
の為、ＩＣ化する際、回路規模が大きくなることがない
。

また、本発明において、前記位相比較器及び制御手段を
更に設けた場合には、低域通過フィルタ及び高域通過フ
ィルタの出力信号の位相差が、回路素子のばらつきや浮
遊容量等の影響によりπ／２からずれても、常に正確に
π／２となるように制御することができ、従って、広帯
域、高性能なイメージキャンセル動作を行うことができ
る。

また、本発明において、低域通過フィルタ及び高域通過
フィルタをそれぞれ構成する容量として、ダイオードの
接合容量を用い、該ダイオードのカソードまたはアノー
ドに印加する電圧を変化させるようにした場合には、前
記低域通過フィルタ及び高域通過フィルタのしゃ断周波
数を互いに等しいままで変化させて、第１及び第２のリ
ミッタ増幅器に入力される信号の振幅が互いに等しくな
るよう、調整することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
本発明の第２の実施例を示す回路図、第３図は第１図及
び第２図における出力点１５，２２．２３での出力信号
の位相関係を示した説明図、第４図は本発明の第３の実
施例を示す回路図、第５図は本発明の第４の実施例を示
す回路図、第６図は第４図における出力点２２．２３で
の出力信号の振幅の周波数特性を示す特性図、第７図は
第２図の実施例をＵ　ＨＦ帯、ＶＨＦ帯の信号が受信可
能なテレビチューナに適用した場合の具体的な回路構成
を示す回路図、第８図は本発明の第５の実施例を示す回
路図、第９図は本発明の第６の実施例を示す回路図、第
１０図は第８図及び第９図における出力点１５及び線路
２６．２７上での信号の位相関係を示した説明図、第１
１図は本発明の第７の実施例を示す回路図、第１２図は
本発明の第８の実施例を示す回路図、第１３図は本発明
の第９の実施例を示す回路図、第１４図は第９図の実施
例をＵＨＦ帯、ＶＨＦ帯の信号が受信可能なテレビチュ
ーナに適用した場合の具体的な回路構成を示す回路図、
第１５図は本発明の第１０の実施例を示す回路図、第１
６図は本発明の第１１の実施例を示す回路図、第１７図
は本発明の第１２の実施例を示す回路図、第１８図は第
１５図乃至第１７図における位相比較器３０．ループフ
ィルタ３１．ループアンプ３２の具体的な回路構成を示
す回路図、第１９図は本発明の各実施例において用いら
れる位相合成器１３の具体的な回路構成を示す回路図、
である。 符号の説明 １・・・局部発振回路、２．５・・・移相器、８．９・
・・リミッタ増幅器、１０．１１・・・ミクサ回路、１
３・・・位相合成器、３０・・・位相比較器、３１・・
・ループフィルタ、３２・・・ループアンプ。 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 ｔｌ　　　　　　　↑２ −里清数 第８図 第９図 第１０図 （Ｑ）　　　　　（ｂ）（ｃ） 第１１図 ｎ 第１２図 第１３図 第１５図 第１７図 ■−の４

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、局部発振信号を発生する局部発振回路と、抵抗と容
   量とから成り、前記局部発振信号を入力して該局部発振
   信号の位相を移相する低域通過フィルタと、抵抗と容量
   とから成り、前記低域通過フィルタとそのしゃ断周波数
   が等しく、前記局部発振信号を入力して該局部発振信号
   の位相を移相する高域通過フィルタと、前記低域通過フ
   ィルタからの出力信号を増幅し所定の振幅に制限して出
   力する第１のリミッタ増幅器と、前記高域通過フィルタ
   からの出力信号を増幅し前記第１のリミッタ増幅器にて
   制限される振幅と同じ振幅に制限して出力する第２のリ
   ミッタ増幅器と、入力される高周波信号に前記第１のリ
   ミッタ増幅器からの出力信号を混合し、中間周波信号に
   変換して出力する第１のミクサ回路と、入力される前記
   高周波信号に前記第２のリミッタ増幅器からの出力信号
   を混合し、中間周波信号に変換して出力する第２のミク
   サ回路と、前記第１のミクサ回路から出力された中間周
   波信号と前記第２のミクサ回路から出力された中間周波
   信号とをその信号成分が同相となるようにして合成する
   位相合成器と、から成ることを特徴とするイメージキャ
   ンセルミクサ。 ２、請求項１に記載のイメージキャンセルミクサにおい
   て、前記低域通過フィルタ及び高域通過フィルタは、そ
   れぞれを構成する前記容量として、ダイオードの接合容
   量を用い、該ダイオードのカソードまたはアノードに印
   加する電圧を変化させることにより、該ダイオードの接
   合容量の値を変化させ、前記低域通過フィルタ及び高域
   通過フィルタのしゃ断周波数を互いに等しいままで変え
   得るようにしたことを特徴とするイメージキャンセルミ
   クサ。 ３、局部発振信号を発生する局部発振回路と、抵抗と容
   量とから成り、前記局部発振信号を入力する低域通過フ
   ィルタと、該低域通過フィルタを構成する前記抵抗の両
   端の電圧を入力して増幅し所定の振幅に制限して出力す
   る第１のリミッタ増幅器と、前記低域通過フィルタを構
   成する前記容量の両端の電圧を入力して増幅し前記第１
   のリミッタ増幅器にて制限される振幅と同じ振幅に制限
   して出力する第２のリミッタ増幅器と、入力される高周
   波信号に前記第１のリミッタ増幅器からの出力信号を混
   合し、中間周波信号に変換して出力する第１のミクサ回
   路と、入力される前記高周波信号に前記第２のリミッタ
   増幅器からの出力信号を混合し、中間周波信号に変換し
   て出力する第２のミクサ回路と、前記第１のミクサ回路
   から出力された中間周波信号と前記第２のミクサ回路か
   ら出力された中間周波信号とをその信号成分が同相とな
   るようにして合成する位相合成器と、から成ることを特
   徴とするイメージキャンセルミクサ。 ４、請求項３に記載のイメージキャンセルミクサにおい
   て、前記低域通過フィルタの代わりに、抵抗と容量とか
   ら成る高域通過フィルタを用いたことを特徴とするイメ
   ージキャンセルミクサ。 ５、請求項３または請求項４に記載のイメージキャンセ
   ルミクサにおいて、前記低域通過フィルタまたは高域通
   過フィルタは、それを構成する容量として、ダイオード
   の接合容量を用い、該ダイオードのカソードまたはアノ
   ードに印加する電圧を変化させることにより、該ダイオ
   ードの接合容量の値を変化させ、前記低域通過フィルタ
   または高域通過フィルタのしゃ断周波数を変え得るよう
   にしたことを特徴とするイメージキャンセルミクサ。 ６、局部発振信号を発生する局部発振回路と、容量とＦ
   ＥＴのドレイン・ソース間の抵抗とから成り、前記局部
   発振信号を入力して該局部発振信号の位相を移相する低
   域通過フィルタと、容量とＦＥＴのドレイン・ソース間
   の抵抗とから成り、前記低域通過フィルタとそのしゃ断
   周波数が等しく、前記局部発振信号を入力して該局部発
   振信号の位相を移相する高域通過フィルタと、前記低域
   通過フィルタからの出力信号を増幅し所定の振幅に制限
   して出力する第１のリミッタ増幅器と、前記高域通過フ
   ィルタからの出力信号を増幅し前記第１のリミッタ増幅
   器にて制限される振幅と同じ振幅に制限して出力する第
   ２のリミッタ増幅器と、入力される高周波信号に前記第
   １のリミッタ増幅器からの出力信号を混合し、中間周波
   信号に変換して出力する第１のミクサ回路と、入力され
   る前記高周波信号に前記第２のリミッタ増幅器からの出
   力信号を混合し、中間周波信号に変換して出力する第２
   のミクサ回路と、前記第１のミクサ回路から出力された
   中間周波信号と前記第２のミクサ回路から出力された中
   間周波信号とをその信号成分が同相となるようにして合
   成する位相合成器と、前記第１のリミッタ増幅器からの
   出力信号の位相と前記第２のリミッタ増幅器からの出力
   信号の位相とを比較し、その位相差に応じた信号を出力
   する位相比較器と、該位相比較器からの出力信号を入力
   し、該出力信号に応じて、前記低域通過フィルタ及び高
   域通過フィルタをそれぞれ構成するＦＥＴのゲート電圧
   を変化させ、前記第１のリミッタ増幅器からの出力信号
   と前記第２のリミッタ増幅器からの出力信号との位相差
   が９０度となるように、それぞれのＦＥＴのドレイン・
   ソース間の抵抗の値を制御する制御手段と、から成るこ
   とを特徴とするイメージキャンセルミクサ。 ７、局部発振信号を発生する局部発振回路と、抵抗と互
   いのカソード同士を接続した２つのダイオードの接合容
   量とから成り、前記局部発振信号を入力して該局部発振
   信号の位相を移相する低域通過フィルタと、抵抗と互い
   のカソード同士を接続した２つのダイオードの接合容量
   とから成り、前記低域通過フィルタとそのしゃ断周波数
   が等しく、前記局部発振信号を入力して該局部発振信号
   の位相を移相する高域通過フィルタと、前記低域通過フ
   ィルタからの出力信号を増幅し所定の振幅に制限して出
   力する第１のリミッタ増幅器と、前記高域通過フィルタ
   からの出力信号を増幅し前記第１のリミッタ増幅器にて
   制限される振幅と同じ振幅に制限して出力する第２のリ
   ミッタ増幅器と、入力される高周波信号に前記第１のリ
   ミッタ増幅器からの出力信号を混合し、中間周波信号に
   変換して出力する第１のミクサ回路と、入力される前記
   高周波信号に前記第２のリミッタ増幅器からの出力信号
   を混合し、中間周波信号に変換して出力する第２のミク
   サ回路と、前記第１のミクサ回路から出力された中間周
   波信号と前記第２のミクサ回路から出力された中間周波
   信号とをその信号成分が同相となるようにして合成する
   位相合成器と、前記第１のリミッタ増幅器からの出力信
   号の位相と前記第２のリミッタ増幅器からの出力信号の
   位相とを比較し、その位相差に応じた信号を出力する位
   相比較器と、該位相比較器からの出力信号を入力し、該
   出力信号に応じて、前記低域通過フィルタ及び高域通過
   フィルタをそれぞれ構成する２つのダイオードの接続さ
   れたカソードの電圧を変化させ、前記第１のリミッタ増
   幅器からの出力信号と前記第２のリミッタ増幅器からの
   出力信号との位相差が９０度となるように、それぞれの
   ２つのダイオードの接合容量の値を制御する制御手段と
   、から成ることを特徴とするイメージキャンセルミクサ
   。