JPH01303093A - インバータのパルス幅変調制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はインバータのパルス幅変調制御装置に関し、特
にキャリア周波数を高めて精密な波形制御を行うものの
改良に関する。

（従来の技術） 近年、高速スイッチング・デバイスとしてＭＯＳＦＥＴ
（金属酸化膜ゲート電界効果形トランジスタ）等の素子
が現われ、これをインバータのパルス幅変調に採用すれ
ば、精密な波形制御か可能になって、電磁騒音の低減や
、モータ効率の」１昇等の効果を得ることか可能になっ
てきた。

そこで、従来、アナロク制御回路を設けたり、又はディ
ジタル回路の専用ハードウェアやＤＳＰ等の高速演算器
を用いて、高いキャリア周波数（例えば２０ＫＩｌｚ　
）によるパルス幅変調制御を可能として、上記の電磁騒
音等の低減効果を確保するものか知られている。（例え
ば昭和６２年電気学会産業応用部門全国大会の予稿集の
「高周波スイッチングの汎用インバータへの適用」、発
表者、岡土千尋、等を参照）。

（発明か解決しようとする課題） しかしながら、」１記従来のものでは、回路か複雑であ
ると共に、各種の調整か繁雑であり、また高価格につく
等の欠点かあった。

そこで、安価で回路構成の簡易な１チツプのマイクロコ
ンピュータ（以下、マイコンと略称する）を採用するこ
とか考えられるか、この考えでは、ＰＷＭ制御パターン
の発生に必要な一連の処理に対してマイコンの演算時間
か長くて例えば２００μｓ程度の時間を要し、キャリア
周波数にして最大でも５Ｋｌｌ　ｚ程度に留まる。この
ため、高周波（２０ＫＩＩ　ｚ以上）のキャリア周波数
によるパルス幅変り１ソ制御は一般に困難である。

本発明は斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目
的は、見廿）け上、キャリア周波数を高めたに等しい状
況とすることにより、］チップマイコンを採用しながら
、低価格で簡易な回路構成でもって等価的に高いキャリ
ア周波数でのパルス幅変調制御を可能にして、精密な波
形制御による電磁騒音の低減、モータ効率の」１昇等の
効果を得ることにある。

（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するため、本発明では、ＰＷＭ制御パ
ターン（つまりインバータに備える複数個のスイッチン
グ素子のＯＮ時間）の発生アルゴリスムを変更し、ＰＷ
Ｍ制御パターンの演算時間（演算周期）が長くても、そ
の演算された各スイッチング素子のＯＮ時間を複数個の
パルスに分割して、等価的にキャリア周波数を」１昇さ
せている。

その場合、このようなパルス幅変調制御てモータを駆動
制御する場合、モータには一般的にトルクリップルが存
在するから、これを有効に低減するには、トルクリップ
ルか増大する時点でキャリア周波数を高めるべく、上記
スイッチング素子のＯＮ時間の分割数を多くすることが
好ましい。また、各スイッチング素子のＯＮ時間を等幅
のパルスに等分割するときには、第２０図に示す如く、
そのＯＮ時間の大きな変化時にはこれに良好に対応しな
くなるから、第１５図に示す如く不等幅のパルスに分割
することか好ましいか、この場合には、その分割数を高
めると、第１７図に示す如く、更に信号波の再現性か向
」ニする。

そのため、本発明では、スイッチング素子のＯＮ時間の
分割数を固定ぜす、適宜変更することにより、信号波の
再現性の向」二を図りなから、等価的に十分に高いキャ
リア周波数によるパルス幅変調制御を行うことにある。

その具体的な解決手段は、請求項（１）に係る発明では
、第１図及び第２図に示す如く三相巻線（２）に接続さ
れ、複数個のスイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’
）を有するブリッジ回路（４）を備え、該ブリッジ回路
（４）の各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ゛）
の０Ｎ１０ＦＦ動作により直流をパルス幅変調して」１
記三相巻線（２）に三相交流電圧を印加するようにした
インバータのパルス幅変調制御装置を前提とする。そし
て、第６図、第７図、第１３図及び第１５図に示す如く
、キャリア周波数に応じた演算周期で」二部各スイッチ
ンク゛素子（Ｔｒａ）〜（Ｔ＋・ｃ’）のＯＮ時間を演
算する演算手段（１０）と、該演算手段（１０）で演算
された各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ′）の
ＯＮ時間を」１記三相巻線（２）の電流に基くリップル
に応じた複数個のパルスに分割する分割手段（１１）と
、該分割手段（１１）で分割された複数個のパルスでも
って上記各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（１゛ｒｃ’
）をＯＮ制御する制御手段（１２）とを設ける（１９．
成としたものである。

また、本出願の請求項（２）では、上記の分割手段（１
１）に代えて、演算手段（１０）で演算された各スイッ
チング素子（１’ｒａ）　−（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間を
該ＯＮ時間の変化率に応じた数の複数個のパルスに分割
する分割手段（１１°）としたものである。

（作用） 以上の構成により、本出願の請求項（１）及び請求項（
２）記載の発明では、キャリア周波数か通常値（例えば
５ＫＩｌ　ｚ程度）の場合にも、各スイッチング素子（
Ｔｒａ）−（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間（ＰＷＭ制御パター
ン）は、演算手段（１０）でこのキャリア周波数に応じ
た演算周期毎に繰返し演算されるが、この各スイッチン
グ素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間か分割手段
（１］−）　、（１，１°）で複数個（例えば４個）の
パルスに分割されるので、この分割数たけキャリア周波
数か増倍されて、等価的に高いキャリア周波数（例えば
２０ＫＩｌｚ程度）でパルス幅変調制御か行われたと同
様の状況になる。その結果、この分割された各々のパル
スでもって各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’
）か制御手段（］２）でＯＮ制御されると、精密で正弦
波に近い川内波形か得られて、電磁騒音が有効に低減さ
れるとともに、モータ効率が効果的に」１昇することに
なる。

ここに、パルス幅変調制御のキャリア周波数は通常値（
５ＫＨｚ程度）であって、演算時間の長い］チップマイ
コンでも十分にＰＷＭ制御パターンを演算できるので、
高いキャリア周波数によるパルス幅変調制御が低価格で
簡易な回路構成でもって行うことかできることになる。

さらに、分割手段（１１）によるスイッチング素子（Ｔ
ｒａ）−（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間の分割は、三相巻線（
２）の電流に基くリップル、例えばトルクリップル、電
流リップル等に応じた複数個のパルスに分割されて、こ
のリップルの大の状況では、通當よりも多い分割数とで
きるので、この大リップルの状況でのキャリア周波数が
充分に高くなって、このリップルが有効に抑制される。

また、請求項（２）に係る発明では、各スイッチング素
子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間の変化率に応じ
て分割数が変更されて、このＯＮ時間の変化率か大きい
ときには分割数を多くできるので、信号波の再現性を良
好に確保することかできる。よって、信号波の波形の再
現性の向」二を図りなから、等価的に十分に高いキャリ
ア周波数によるパルス幅変調制御が可能になる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基いて説明する。

第１図及び第２図は本発明に係るインバータのパルス幅
変調（以下ＰＷＭと略す）制御装置を示す。各図におい
て、（１）は３つの巻線（２ａ）　、　（２ｂ）　１−
　　（２ｃ）をＹ接続した三相巻線（２）を有する誘導
電動機、（３）は該誘導電動機（１）に接続された電圧
形のインバータであって、該インバータ（３）には、上
記誘導電動機（１）の三相巻線（２）に接続されたトラ
ンジスタ・ブリッジ回路（４）か備えられ、該ブリッジ
回路（４）は、各々還流ダイオード（Ｄａ）〜′（Ｄｃ
’）を有する複数個（６個）のＭＯＳＦＥＴ等のトラン
ジスタ（スイッチング素子）（Ｔｒａ）　、　（Ｔｒａ
’）、　（Ｔｒｂ）　、（Ｔｒｂ’）、（Ｔｒｃ）　、
　（Ｔｒｃ’）を有する。而して、該インバータ（３）
には、三相電源（５）の三相交流を整流する整流器（６
）から直流電圧か印加されている。

また、（８）は」１記ブリッジ回路（４）の６個のトラ
ンジスタ（Ｔｒａ）−（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間、つまり
ｐｗＭ制御制御−ターン成する１チツプのマイコンであ
って、該マイコン（８）には、上記各トランジスタ（Ｔ
ｒａ）　〜（Ｔｒｃ’）を０Ｎ１０ＦＦ作動させるペー
スドライバ（８ａ）か備えられており、該マイコン（８
）ニょるトランジスタ（Ｔｒａ）　−（Ｔｒｃ’）の０
Ｎ１０ＦＦ制御により、直流をパルス幅変調するように
している。

而１．て、上記マイコン（８）の内部には、各トランジ
スタ（Ｔｒａ）　〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間（っまりＰ
ＷＭ制御パターン）を演算する演算手段としてのＯＮ時
間演算回路（１０）と、該ＯＮ時間演算回路（１ｏ）で
演算された各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）の
ＯＮ時間を複数個のパルスに分割する分割手段としての
分割回路（１１）と、該分割回路（」］）で分割された
パルスでもってペースドライバ（８ａ）で各トランジス
タ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ制御する制御手段し
てのパルス幅制御回路（１２）とを内蔵している。

また、第１図において、（１３〉は」１記誘導電動機（
」）のトルクリップルを検出するリップル検出回路、（
１４）は上記マイコン（８）に内蔵され、予め上記誘導
電動機（］）に生じるトルクリップルの値に応じて上記
分割回路（１１）のＯＮ時間の分割数Ｎの値＝　　］　
〇　　− か記憶された分割数テーブルを有する分割数設定回路で
あって、該分割数設定回路（］４）の分割数Ｎは、トル
クリップルが大きくなるほと段階的に大きくなるよう設
定記憶されている。そして、上記リップル検出回路（］
３）で検出されたトルクリップルの大きさに応じた分割
数Ｎの値を上記分割数設定回路（１４）で読出し設定し
、分割回路（１１）に出力して、ＯＮ時間の分割に供す
るように構成されている。

次に、」１記マイコン（８）によるＰＷＭ制御パターン
の形成について説明する。

このＰＷＭ制御パターンの形成は、概説すると、出力電
圧の時間積分の軌跡を円軌跡に近つけるようＰＷＭ制御
パターンを決定して行うものである。

これを詳述するに、先ず、インバータ（３）の出力端子
の電位をｖａ、ｖｂ、ｖｃ、三相巻線（２）の中性点の
電位をＶＱとし、また次式で定義される出力電圧ベクト
ルｖＰ、及び該電圧ベクトルｖＰの時間積分ぶＰを考え
る。

Ｖｐ　＝Ｊ’ｎ丁・ −７しコー （ｖａ十ｄ２・ｖｂ　＋ａ　−ＶＣｌ ただ腰、　＝　０ｊ２７３°“ 、１ｐ＝ｆｖｐｄｔ 今、誘導電動機（１）の三相巻線（２）に角周波数（Ｖ
＋は基本波電圧の実効値） か加わる時の電圧ベクトルＹｐ及びその時間積分２Ｐは
、複素平面上で円軌跡を描く。

一方、電圧形インバータ（３）では、各相アーム中の何
れか一方のトランジスタは必すＯＮ状態にあるから、便
宜」−１＋側のＯＮ状態を「］」、−側のＯＮ状態を「
０」で表わし、Ｃ相、ｂ相、Ｃ相の順にｒｌｏｌＪ、ｒ
Ｏコ］Ｊ等と表記すると、インバータ（３）の状態は８
通り存在する。この各状態の電圧ベクトルＶｐ（Ｐ＝０
〜７）は、大きさがＪ刀丁Ｖｄ（Ｖｄは整流器（６）の
直流電圧）であり、その方向は、第３図に示す方向とな
る。ここに、Ｖ　Ｏ％　Ｖ　７はＶｏ＝Ｖｙ＝０て零ベ
クトルである。

上記電圧ベクトルの時間積分４ｐはｃ３１ｐ／ｄｔ−ｖ
Ｐであるから、インバータ＜３）の駆動時の時間積分λ
Ｐは、電圧ベクトルｖＰの方向に１Ｖｐｌ−ＪＴ乃−ｖ
　ｄの速度で動く（但し、零ベクトルの場合は停止する
）。

以上から、電圧形インバータ（３）のＰＷＭ制御パター
ンは、電圧ベクトルの時間積分２Ｐの複素平面上でのベ
クトル軌跡か指定半径Ｒの円周に沿って角速度ωて動く
よう電圧ベクトルｖＰを適宜選定して決定する。（指定
半径Ｒは、基本波電圧の線電圧の実効値を■１、角周波
数をωとすると、Ｒ＝Ｖ、／ω）である。

つまり、例えば第４図に示す如く、角度φが０≦φ≦π
／３の範囲では、電圧ベクトルｖ４．、ｖＯ及び零ベク
トル（例えばＶｏ）を用い、点ｐｏにて時間τ○たけ留
まり（この状態を記号０て示す）、その後、ｖ４を時間
τ４たけ取って点ｑ１に達し、更にｖＯを時間τ６たけ
取って点Ｐ１に到達する場合を考える。この場合、△Ｐ
ＯＱＩＰ＋−］３　− において、ｐｏｐ、＝Ｖ、−Ｔ。

Ｐｏｑ＋＝Ｊ７ｇ￥−Ｖｄ　　・τ４ ｑ　１　ｐ＋　　＝ＪＴＩＴ　ｖｄ　・τ６であり、ま
たτ０＋τ４＋τＧ−Ｔｏであるから、」１式を解いて
、期間Ｔｏ内での電圧ベクトルｖＩ。

ｖＯ，ｖＯを取る時間τ４．τ６．τ０が得られる。

ｒ４／　Ｔ□　＝ｋＳ　−８ｉｎ（π／３−φ○）Ｔ６
　／　Ｔｏ　＝ｋＳ　争Ｓｊｎ　φ○ｒｏ／　Ｔｏ　＝
１−ｋｓ−８ｉｎ（φ○＋π／３）・・・・・・（３） ただし、ｋｓは電圧制御率であって、 ｋ　Ｓ　＝　ＪＴ’　Ｖ　１／　Ｖｄである。

」１記の（３）式は角度φがＯ≦φ≦π／３の範囲ての
関係式たが、他の区間では、インバータ（３）が対称三
相の動作を行うことから、次に示す第１表の如く各記号
を置換して、０≦φ≦２πの範囲ての関係式か得られる
。

次に、上記（３）式の電圧ベクトルの時間τに基いて各
トランジスタ（Ｔｒａ）　−（Ｔｒｃ’）の０Ｎ１０Ｆ
Ｆパターン（ＰＷＭ制御パターン）を求める。この場合
、電圧ベクトルの時間τとＰＷＭ制御パターンとの関係
は、電圧ベクトルを取る順序に応じて変化するから、今
、簡単のため、各期間ＴＯでは同一パターンを繰返すと
共に、各期間ＴＯ内でのトランジスタの０Ｎ１０ＦＦ切
換えは１度のみという制約条件を加えると、ＰＷＭ制御
パターンは、第５図くイ）〜（ニ）に示す４パターンに
代表される（図「１八τ１は→−側のトランジスタのＯ
Ｎ時間を、τ−は一側のトランジスタのＯＮ時間を各々
示す）。

本実施例では同図（イ）のＰＷＭ制御パターンを採用す
ることとする。電圧形インバータ（３）では、ＰＷＭ制
御パターンは、期間Ｔｏの最初にＯＮするトランジスタ
の名称と、これか釘ＳＦに転しる時間が分れば一意的に
決定されるから、上記（３）式及び第５図（イ）を参照
して、ＰＷＭ制御パターンは角度φか０≦φ≦π／３の
範囲では下記式で決定される。

＝　１６　− ｒａ　　　／Ｔｏ　＝１．−ｆｆ　＃　（Ｖ＋　／Ｖｄ
）・５ｉｎ（φ○＋　π／３） τｂ　　／Ｔ○−１．−ＪＴ　　・（Ｖ＋　／Ｖｄ）・
Ｓｉｎ　φ０τｃ　　／Ｔ○−１（常時ＯＮ） ・・・・（４） 上記０≦φ≦π／３の範囲でのＰＷＭ制御パターンの関
係式（４）は、上記と同様にして各記号を置換すれば０
≦φ≦２πの範囲での関係式となる。

次に、１チツプマイコン（８）の動作を第６図及び第７
図の制御フローに基いて第８図を参照しつつ説明する。

第６図の制御フロ＝は、各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（
Ｔｒｃ”）のＯＮ時間（ＰＷＭ制御パターン）の演算フ
ローであり、第７図の制御フローは実際に各トランジス
タ（Ｔｒａ）〜（Ｔ＋・ｃ’）をＯＮ制御するフローで
ある。先ず第６図の制御フローから説明するに、該制御
フローはキャリア周波数（例えば５ＫＨＺ　）に応じた
演算周期Ｔｏ（例えば２００μｓ）毎に繰返し行われ、
ステップＳＡＩで出力電圧の位相ωｔ（−φ○）及び出
力電圧の振幅■１を入力した後、ステップＳＡ２で」二
記ＰＷＭ制御パターンの関係式（４）に基いて各トラン
ジスタ（’ｌ”ｒａ）　−（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間τ（
０月）を演算する。

しかる後、続いてステップＳＡ３でトルクリップル検出
回路（１３）（第１図参照）から受信するトルクリップ
ル信号の大きさに応じた分割数Ｎの値を分割数設定回路
（１４）でその内蔵テーブルがら読出し、」１記ステッ
プＳＡ２で演算されたトランジスタ（Ｔｒａ）　−（Ｔ
ｒｃ’）のＯＮＮ時間　（ｎ＋１．）をこの分割数値Ｎ
（例えば４）で除して、この各ＯＮ時間τ（ｎ＋１）を
複数個Ｎ（４個）のパルスτ’　（ｎ＋１）　（τ゛（
ｎ＋１）−τ（ｎ＋１．）／４）に分割する。そして、
ステップＳＡ４でこの分割したパルスτ’　（ｎ＋１）
を第９図に示す如く各相１個（電圧型インバータでは各
相アーム中の何れか一方のトランジスタは必ずＯＮ状態
にあるので、各相］個でよい）のスイッチング時間レジ
スタに格納して、リターンする。

また、第７図の制御フローは、その繰返し周期Ｔｏ°か
上記第６図の演算周期Ｔｏよりも早く、」二記ＯＮ時間
τ（ｎ＋１．）の分割数Ｎに応じて、ＴＯ−］　８　− −Ｔｏ／Ｎに設定されている（尚、分割数Ｎは、除算か
シフトのみて実行できるＮ　＝　２”　（ｍ−１，，２
・・）に選定するのが好ましい）。面して、上記第６図
の制御フローにて分割パルスτ’　（ｎ＋１）か各相の
スイッチング時間レジスタに格納された後は、第８図に
示す如く、次の演算周期ＴＯ中で、ステップＳＢＩでス
イッチング時間レジスタの内容を入力し、ステップＳ８
２で周期Ｔ　ｏ　’毎に分割パルスτ’　（ｎ＋１）で
もって対応するトランジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）
を繰返しＯＮ制御ｌ〜でリターンすることを繰返す。

よって、第６図のＰＷＭ制御パターンの演算フローにお
いて、ステップＳＡＩ、ＳＡ２により、キャリア周波数
（！Ｊｌｌｚ　）に応じた演算周期でもって上記ＰＷＭ
制御パターンの関係式（／ｌ）にハいて各トランジスタ
（スイッチング素子）（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ
時間τ（ｎ＋１）を演算するようにした演算手段（１０
）を構成している。

また、ステップＳＡ３により、上記分割数設定回路（１
４）の内蔵テーブルから誘導電動機（１）の１・ルクリ
ップル、つまり三相巻線（２）の電流に基くリップルに
応じた分割数Ｎの値を読出し、この分割数Ｎでもって上
記演算手段（１０）で演算された各トランジスタ（Ｔｒ
ａ）　−（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間τを該複数個Ｎのパル
スに分割するようにした分割手段（１１）を構成してい
ると共に、上記第７図の制御フローにより、」１記分割
手段（］］）で分割された複数個Ｎの等幅パルスでもっ
て各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（１゛ｒｅ’）をＯＮ制
御するようにした制御手段（１２）を＋１１４成してい
る。

したかって、」１記実施例においては、Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｊ
ｌｌ制御パターンの演算フロー（第６図）でＰＷＭ制御
パターンの関係式（４，）に基いて各トランジスタ（Ｔ
ｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間τが演算手段（１０）
により演算された後、この各ＯＮ時間τか分割手段（］
］）で複数個Ｎ（例えばＮ−４）のパルスτ“に分割さ
れて、この分割パルスτ゛かａ、ｂ、Ｃ各相のスインチ
ン２し１４４間レジスタに格納される。

そして、その後の周期Ｔ○では、第８図に示す如くこの
期間Ｔｏで再び」１記の如く各トランジス夕（Ｔｒ・ａ
）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間τの演算と、その分割が行
われると共に、この今回の期間ＴＯで、そのＴＯ／Ｎ（
−Ｔ○゛）の周期毎に、前の期間Ｔ　ｏで求められたａ
，ｌ）、Ｃ各相のスイッチング時間レジスタ内の分割パ
ルスτ゛てもって対応する各トランジスタ（Ｔｒａ）　
−（Ｔｒｃ’）か制御手段（１２）によりＯＮ制御され
るので、第２１図に示す如き従来のもの（ＯＮ時間を複
数個のパルスに分割しないもの）に比べて、高周波成分
の周波数を高くてき、等価的にキャリア周波数をＯＮ時
間の分割数Ｎ（Ｎ＝４）倍だけ増倍でき、元々のキャリ
ア周波数（５ＫＩｌｚ　）を高いキャリア周波数（２０
ＫＩＩ　ｚ　）に高めることかできる。

尚、第８図及び第２１図には、各相の＋側のトランジス
タのＯＮ時間を演算する場合について記しである。

ここに、元々のキャリア周波数（５ＫＨｚ　）　、つま
りＯＩＶ１時間の演算周期Ｔ○（２００μｓ）は、１チ
ツプマイコン（８）でも十分にＰＷＭ制御パターンを演
算し得るのに十分な期間であるので、１チツプマイコン
（８）を使用しなから、高いキャリア周波数（２ＯＫＩ
Ｉ　ｚ程度）でのＰＷＭ制御を可能として、低価格でか
つ回路構成を簡易にしつつ、ＭＯＳＦＥＴ等の高速スイ
ッチング素子の能力を生かして誘導電動機（１）への三
相交流波形を精密に波形制御することかでき、電磁騒音
の低減、モータ効率の上昇を図ることができる。

また、従来と同程度のギヤリア周波数（５ＫＩＩｚ　）
で足りる場合には、１チツプマイコン（８）の演算時間
を短縮でき、ＰＷＭ制御以外の処理能力の増強を図るこ
とができる。

しかも、誘導電動機（１）の発生トルクには、−般に第
１０図に示す如く、そのリップルか電気角でπ／３毎に
大きくなるか、このリップルがトルクリップル検出回路
（１３）で検出されて、このリップル値に応じた分割数
Ｎか分割数設定回路（１４）で設定される。このことに
より、ｌ・ルクリップルの大きい状況では、分割数Ｎは
大きな値に設定されて、分割手段（１１）によるＯＮ時
間の分割が、ｌ・ルクリップルの大きい状況の場合には
、通常よりも多く分割されて、キャリア周波数か等価的
に十分高められ、その結果、誘導電動機（１）のトルク
リップルか有効に抑制されて、はぼ均一化されたトルつ
てもって誘導電動機り１）か回転駆動されることになる
。なお、分割数Ｎは、第２図に示すような構成で第１０
図に基ついて予め設定しておいてもよく、この場合は、
トルクリップル検出回路か省略できる。

尚、上記実施例では、誘導電動機（１）のトルクリップ
ルに応して各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）の
ＯＮ時間の分割数Ｎの値を変更したか、その他、三相巻
線（２）に通じる電流リップルや電圧リップルを抑制す
る場合には、各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）
のＯＮ時間の変化率や信号波の位相を把握して、第１１
図に示す如＜ＯＮ時間の変化率の大きい範囲で分割数Ｎ
を大に設定して、分割パルス数を多くすれば」１記と同
様に電流リップルや電圧リップルを有効に抑制すること
かできる。

第１２図ないし第１７図は第２の実施例を示し、」１記
実施例では複数個の等幅パルスに分割したのに代え、各
トランジスタ（Ｔｒａ）　−（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間を
複数個の不等幅パルスに分割したものに適用したもので
ある。

つまり、この不等幅パルスへの分割は、期間゛ＦＯでの
トランジスタのＯＮ時間τ（ｎ）と、その次の期間Ｔｏ
でのＯＮ時間τ（ｎ→１）との間を線形補間（直線補間
）して行うものである。面して、第１２図に示す如＜、
ＯＮ時間演算回路（１０’）で演算した各トランジスタ
（Ｔｒａ）−（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間を、分割回路（］
］’）で複数個Ｎの不等幅パルスに分割する場合には、
この分割数Ｎの値を分割数設定回路（１４°）にて出力
電圧の位相ωｔ（つまりＯＮ時間の変化率）及び振幅Ｖ
１に応じた分割数Ｎに設定することとする。ここに、Ｐ
ＷＭ制御パターンの関係式（４）から判るように、例え
ば角度φＯが０≦φＯ≦π／３の範囲では、トランジス
タのＯＮ時間τａは、第１７図に示す如＜　５ｉｎ（φ
０＋π／３）の範囲にあって、そのＯＮ時間の変化率が
小さいので、分割パルス数が通常値の場合にも波形の再
現性を良好に確保できることから、分割数Ｎの値を通常
値（例えばＮ−４）に設定する。また、トランジスタの
０ＩＶ１時間τｂは、Ｓｉｎφ○の範囲にあって、その
ＯＮ時間の変化率か大きいので、波形の再現性を良好に
確保すべく分割数Ｎの値を大きく（例えばＮ−８）に設
定する。そして、以上を考慮して、角度φ○をＯ≦φ○
≦２πに拡大ずべく、その全区間をπ／３毎に６区間に
区切って示すと、次の第２表の如くなる。而して、以上
を考慮して作成した分割数テーブルか予め該分割数設定
回路（１４°）に記憶されている。

次に、不等幅パルスへの分割を詳述する。第１３図の制
御フローは、期間１゛○周期で演算処理され、ステップ
ＳＣＩで１１」力電圧の位相ωを及び振幅Ｖ１を入力す
ると共に、ステップＳＣ２で前回の各トランジスタ（Ｔ
ｒａ）−（Ｔｒｃ’）のＯＮ哨間ｒ’（１−１）（分割
数Ｎで分割された分割パルス）の演算結果を入力する。

しかる後、ステップｓＣ３でＰＷＭ制御パターンの関係
式（４）に基いて今回の各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（
Ｔｒｃ“）のＯＮ時間τ（ｎ）を演算すると共に、」１
記読込んだ出力電圧の位相ωを及び振幅Ｖ１に応じた分
割数Ｎの値を分割数設定回路（１４°）で続出し設定し
て、上記演算したＯＮ時間τ（ｎ）からこの複数個Ｎに
分割された分割パルスτ°（ｎ）を算出する。その後、
ステップＳＣ４て各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ
’）の分割パルスτ゛の前回と今回との差に応して、前
回の分割パルスτ’　（ｎ−１）の補間値△τ。−１を
下記式に基いて算出する。

△τｎ−１−’　　τ゛（ｎ）−τ’（ｎ−］）］ハＩ
Ｎ：分割数 そして、前回の複数個Ｎの分割パルスτ’（ｎ−１）を
この補間値Δτｎ−１で漸次補間するよう、ステップＳ
Ｃ５で各分割パルスτ’　（ｎ−１）に２番「１のもの
から順次Δτ　　、２・Δτ　　、３・Δτｎ−１口利
　　　　　　　　　　　　１ｌ−Ｊ１４・Δτｎ−１・
を加算し、ステップＳｃ６てこの各分割パルスを各相毎
に複数個Ｎ　（Ｎ−４）のスイッチング時間レジスタに
各々格納して、ステップＳＣ７この各分割パルスτ゛（
叶１）を記憶して、リターンする。

また、第１４図の制御フローは、第１５図に示す如く分
割パルスτ”を演算、記憶した期間１゛○から２期間Ｔ
○１」にこの各分割パルスτ°で各トランジスタ（Ｔｒ
ａ）〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ制御するものであり、その制
御周期Ｔ○゛は、第１３図の制御フローの演算周期Ｔｏ
のＩ／ＩＪ（Ｎは分割数）である。

該制御フローでは、ステップＳＤＩで第１６図に示す如
く第１番目のスイッチング時間レジスタに格納した各相
毎の分割パルスτ゛を読込んだ後、ステップＳＤ２でス
イッチング時間レジスタをシフトシて、ステップＳＤ３
でその読込んた分割パルスｒ’（１刊）で各トランジス
タ（Ｔｒａ）　〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ制御してリターン
し、以下、同様にして制御周期Ｔ○′毎に順次第２番目
、第３番目、第４番目のスイッチング時間レジスタに格
納した各相毎の分割パルスを読込んで、各トランジスタ
（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ制御することを繰返す
。

よっＴ、ｍ１３図のＰＷＭ制御パターンの演算フローに
おいて、ステップＳＣ２、ＳＣ４〜ＳＣ７により、演算
手段（１０）で演算された各トランジスタ（Ｔｒａ）〜
（Ｔｒｃ”）のＯＮ時間τを、該各トランジスタ（Ｔｒ
ａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間τの変化率が大きいはと
大きな値に設定される分割数Ｎで分割して、該ＯＮ時間
τを複数個Ｎの不等幅パルス（τ□、（τ°十△τ）、
（τ□＋２　・Δて）２（τ°＋３　・Δτ）、（τ°
＋４　・Δτ）・）に分割するようにした分割手段（Ｉ
Ｉ’）を構成している。

したかって、本実施例においては、分割手段（１１゛）
によるＯＮ時間の分割か、第１５図に示す如く不等幅パ
ルスで行われて、分割パルスτ°が最初の周期Ｔ′ｏて
出力されると、次の周期′ｒ’ｏではこの分割パルスよ
りも補間値Δτたけ大きい分割パルスが出力されること
が制御周期Ｔ゛○毎に繰返されるので、第２０図に示す
等幅パルスで行う場合に比べて、第１７図に示す如く等
価的なキャリア周波数に対応する制御周期Ｔ′ｏでの出
力電圧の平均値■に対して、波形の再現性を良好に確保
できる。また、このように、線形補間で不等幅パルスに
分割する場合には、その分割に要するマイコン（８）で
の演算、処理時間か比較的短時間で済み、等価的なキャ
リア周波数を十分に高めることかできる。

さらに、第１８図は第３の実施例を示し、各トランジス
タ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間の分割を等幅パ
ルスで行うか、不等幅パルスで行うかを、そのＯＮ時間
の変化率に応じて適宜選択して行ったものに適用したも
のである。

つまり、同図では、信号波（図中破線で示す）の位相範
囲のうち、ＯＮ時間の変化率が大きい範囲では、ＯＮ時
間の分割を不等幅パルスで行い、ＯＮ時間の変化率が小
さい信号波の位相範囲では、ＯＮ時間の分割を等幅パル
スで行うようにしており、分割数Ｎの設定は」１記第２
実施例と同様である。

従って、本第３実施例では、上記第２実施例と同様に、
ＯＮ時間の変化率か大きい範囲での信号波の再現性の向
上を図ることかできると共に、ＯＮ時間の変化率の小さ
い範囲では、信号波の再現性を良好に確保しなから、不
等幅パルスで分割する場合に比べて、補間値の演算を不
要にして演算、処理時間を節約することかできる効果を
有する。

尚、以上の如く各トランジスタ（Ｔｒａ）　−（Ｔｒｃ
’）のＯＮ時間の分割数Ｎを変化させて、多数の分割パ
ルストする場合、分割されたパルスの幅がインバータ（
３）のトランジスタの上下アームの短絡防止時間Ｔｄと
同等以下になるときには、パルスの消失を防止するため
分割パルス数を減らして、復調波形の再現性を確保する
ようにしている。

その制御フローを第１９図に示す。同図において、スタ
ートシて、ステップＳＥＩで各トランジスタ（Ｔｒａ）
〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間を演算し、ステップＳＥ２て
以上と同様にＯＮ時間の分割数Ｎの値を読出し設定して
、この分割数Ｎでもって上記各トランジスタ（Ｔｒａ、
）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間を複数個Ｎに分割する。

そして、ステップＳＥ３でこの分割パルスの幅Ｔを上下
アームの短絡防止時間Ｔｃｌと比較し、Ｔ≦Ｔｄの場合
には出力パルスが消失すると判断して、ステップＳＥ４
で分割パルス数、つまり分割数Ｎを小さくして、再び上
記ステップＳＥ２に戻って各トランジスタ（Ｔｒａ）　
〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間をこの小さくした分割数Ｎで
分割する。

そして、上記ステップＳＥ３でＴ＞Ｔｄとなり、パルス
か消失しない状況になると、ステップＳＥ５で各トラン
ジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔ＋・ｃ’）をこの分割したパル
スでもって周期Ｔ○゛毎にＯＮ制御して、終了する。

尚、各相のスイッチングレジスタの内容をパルス幅に変
換する部分は、外側けのパルス幅変調ＩＣ等によるハー
ドウェアで処理してもよい。さらに、第９図及び第１６
図のような構成にｌ〜ておけば、スイッチング素子の変
更によりキャリア周波数か変わるときても、分割手段（
１１）及び制御手段（］２）のみを変更すれば足りる。

また、スイソチンク時間レジスタをパルス幅制御部（ス
テップ５Ｂ２）のレジスタと共用すれば、第７図のステ
ップＳＢＩ　の処理は省略できる。

さらに、ＰＷＭ制御パターンの演算フローでの演算周期
ＴＯは、実際にＰＷＭ制御パターンを演算するのに要す
る時間で一意的に決定されるか、第７図及び第１４図の
制御フローのトランジスタのＯＮ制御の周期Ｔｏ′は、
基本的に望まれるキャリア周波数に応じて決定され、こ
のために各トランジスタのＯＮ時間の分割数Ｎ（Ｔｏ／
Ｔ○゛）の値を適宜値に基本設定すればよい。

加えて、上記実施例では、ＰＷＭ制御パターンを、電圧
ベクトル制御による場合の関係式（４）に基いて求めた
か、三角波比較方式なとの他のＰＷＭ制御方式による場
合の関係式に基いて求めてもよいのは勿論である。

（発明の効果） 以」二説明したように、本出願の請求項（１）及び請求
項（２）記載の発明のインバータのＰＷＭ変調制御装置
によれば、キャリア周波数に応した演算周期で繰返し演
算されるスイッチング素子のＯＮ時間を複数個のパルス
に分割し、この分割パルスでもって各スイッチング素子
をＯＮ制御したので、スイッチング素子のＯＮ時間の演
算に比較的長い時間を要する場合にも、キャリア周波数
を等偏曲に高くてきて、例えば低価格で回路構成の簡易
な１チツプマイコンを使用した場合にも三相交流波形を
精密に波形制御できて、電磁騒音の低減、モータ効率の
上昇を図ることかできる。しかも、上記ＯＮ時間の分割
数を、三相巻線の電流に基くリップルや、各トランジス
タのＯＮ時間の変化率に応して変化させたので、より精
密な波形制御が可能となり、電流リップル、電圧リップ
ル、トルクリップルを有効に低減できる。

【図面の簡単な説明】

第１−図ないし第１１図は本発明の第１の実施例を示し
、第１図は全体概略構成図、第２図は電気回路図、第３
図は電圧形インバータの各種状態を８種の電圧ベクトル
て表示した説明図、第４図は電圧ベクトルの時間積分の
複素平面」二での軌跡を円軌跡に近付けるための電圧ベ
クトル制御の説明図、第５図（イ）〜（ニ）は各々角度
φの０≦φ≦π／３の範囲内で取り得るＰＷＭ制御パタ
ーンの種類の説明図、第６図及び第７図は各々１チツプ
マイコンによる各トランジスタの０Ｎ１０ＦＦ制御を示
すフローチャート図、第８図はキャリア周波数か等離面
に高くなった説明図、第９図は作動説明図、第１０図は
電動機の発生トルク波形を示す図、第１１図は分割パル
ス数を多くする範囲の説明図である。第１２図ないし第
１７図は第２の実施例を示し、第１２図はトランジスタ
のＯＮ時間を不等幅に分割する場合のマイコンのブロッ
ク図、第１３図及び第１４図は各トランジスタの０Ｎ１
０ＦＦ制御を示すフローチャー１・図、第１５図は分割
パルスの補間の様子の説明図、第１６図は作動説明図、
第１７図は波形の再現性の様子の説明図である。さらに
、第１８図は第３の実施例を示す等幅パルスでの分割と
不等幅での分割とを選択する信号波の位相範囲を示す説
明図である。加えて、第１９図はインバータの」１下ア
ームの短絡防止用のパルス幅制御を示すフローチャート
図、第２０図はトランジスタのＯＮ時間を複数個の等幅
パルスに分割する場合の説明図である。また、第２１図
は従来例を示す説明図である。 （２）・・三相巻線、（３）・・電圧形インバータ、（
４）３．ブリッジ回路、（Ｔｒａ）　−（Ｔｒｃ’ｌ−
ｌ−ランジスタ、（８）・・１チツプマイコン、（１０
）・演算手段、（１１）、（１１’）・・分割手段、（
１２）・・制御手段、（１３）リップル検出回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）三相巻線（２）に接続され、複数個のスイッチン
   グ素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ′）を有するブリッジ回路
   （４）を備え、該ブリッジ回路（４）の各スイッチング
   素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ′）のＯＮ／ＯＦＦ動作によ
   り直流をパルス幅変調して上記三相巻線（２）に三相交
   流電圧を印加するようにしたインバータのパルス幅変調
   制御装置であって、キャリア周波数に応じた演算周期で
   上記各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ′）のＯ
   Ｎ時間を演算する演算手段（１０）と、該演算手段（１
   ０）で演算された各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔ
   ｒｃ′）のＯＮ時間を、上記三相巻線（２）の電流に基
   くリップルに応じた複数個のパルスに分割する分割手段
   （１１）と、該分割手段（１１）で分割された複数個の
   パルスで上記各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ
   ′）をＯＮ制御する制御手段（１２）とを備えたことを
   特徴とするインバータのパルス幅変調制御装置。
2. （２）請求項（１）記載のインバータのＰＷＭ変調制御
   装置において、分割手段（１１）に代えて、演算手段（
   １０）で演算された各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（
   Ｔｒｃ′）のＯＮ時間を、該ＯＮ時間の変化率に応じた
   数の複数個のパルスに分割する分割手段（１１′）を備
   えたインバータのパルス幅変調制御装置。