JPH0824426B2 - パルス幅変調形インバ−タ装置 - Google Patents
パルス幅変調形インバ−タ装置Info
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- JPH0824426B2 JPH0824426B2 JP61022115A JP2211586A JPH0824426B2 JP H0824426 B2 JPH0824426 B2 JP H0824426B2 JP 61022115 A JP61022115 A JP 61022115A JP 2211586 A JP2211586 A JP 2211586A JP H0824426 B2 JPH0824426 B2 JP H0824426B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は直流、あるいは交流を順変換器にて変換し
た直流を可変周波数，可変電圧の交流に変換するパルス
幅変調形インバータ装置に関するものである。
た直流を可変周波数，可変電圧の交流に変換するパルス
幅変調形インバータ装置に関するものである。
第５図ないし第６図は例えば、昭和57年度、電気学会
東海支部連合大会151「PWMインバータの上下アーム短絡
防止期間の波形への影響について」に示された従来のパ
ルス幅変調形インバータ装置の特性図で図において、Vd
cは、交流を順変換器で変換した直流電源、あるいはバ
ツテリーなどの直流電源、10は前記直流電源Vdcを可変
周波数，可変電圧の交流に変換するインバータ装置の主
回路部（逆変換器部）、20は前記主回路部10により駆動
される誘導電動機等の電動機、30は出力周波数指令（以
下fo指令という）と、出力電圧指令（以下Vo指令とい
う）を受けて、インバータ各相の基準電圧波形信号を出
力する第１の基準波形発生器、70は前記第１の基準波形
発生器30と、キヤリアー信号とを比較することにより可
制御素子のスイツチングパターンを決定するパルス幅変
調（以下PWMという）信号発生器、80はPWM信号発生器70
の信号を受けて可制御素子を駆動する駆動回路である。
90はfo指令対応のキヤリア周波数のキヤリア波形を出力
するキヤリアパターン発生器である。100はfo指令を受
けてVo指令を出力するV/fパターン発生器である。
東海支部連合大会151「PWMインバータの上下アーム短絡
防止期間の波形への影響について」に示された従来のパ
ルス幅変調形インバータ装置の特性図で図において、Vd
cは、交流を順変換器で変換した直流電源、あるいはバ
ツテリーなどの直流電源、10は前記直流電源Vdcを可変
周波数，可変電圧の交流に変換するインバータ装置の主
回路部（逆変換器部）、20は前記主回路部10により駆動
される誘導電動機等の電動機、30は出力周波数指令（以
下fo指令という）と、出力電圧指令（以下Vo指令とい
う）を受けて、インバータ各相の基準電圧波形信号を出
力する第１の基準波形発生器、70は前記第１の基準波形
発生器30と、キヤリアー信号とを比較することにより可
制御素子のスイツチングパターンを決定するパルス幅変
調（以下PWMという）信号発生器、80はPWM信号発生器70
の信号を受けて可制御素子を駆動する駆動回路である。
90はfo指令対応のキヤリア周波数のキヤリア波形を出力
するキヤリアパターン発生器である。100はfo指令を受
けてVo指令を出力するV/fパターン発生器である。
次に動作について説明する。まず第６図は交流３相分
の内の１相（Ｕ相）のPWM動作について示している。第
１の基準波形発生器30はfo指令,Vo指令を受けると、第
６図（ａ）に示す様な基準電圧波形Voを出力する。PWM
信号発生器70は第６図（ａ）に示すようにキヤリア信号
Vcと、前記基準波形Voとを比較してスイツチングパター
ンを決定する。第６図（ｂ）はＵ相の上，下の可制御素
子（例えばトランジスタ）TUP,TUN（第５図の主回路部1
0）のスイツチングパターン、UPO,UNOである。基準電圧
VoがキヤリアVcより大きい区間はON、小さい区間はOFF
としてUPOを決定し、その逆転信号をUNOとする。他のＶ
相,W相についても同一のキヤリアーと、位相が120゜あ
るいは240゜ずれた基準電圧波形と比較して同様に求め
られる。
の内の１相（Ｕ相）のPWM動作について示している。第
１の基準波形発生器30はfo指令,Vo指令を受けると、第
６図（ａ）に示す様な基準電圧波形Voを出力する。PWM
信号発生器70は第６図（ａ）に示すようにキヤリア信号
Vcと、前記基準波形Voとを比較してスイツチングパター
ンを決定する。第６図（ｂ）はＵ相の上，下の可制御素
子（例えばトランジスタ）TUP,TUN（第５図の主回路部1
0）のスイツチングパターン、UPO,UNOである。基準電圧
VoがキヤリアVcより大きい区間はON、小さい区間はOFF
としてUPOを決定し、その逆転信号をUNOとする。他のＶ
相,W相についても同一のキヤリアーと、位相が120゜あ
るいは240゜ずれた基準電圧波形と比較して同様に求め
られる。
オンオフパターンは以上のように求められるが、駆動
回路80に出力されるオンオフ信号UP,UN（第６図（ｃ）
に示す）は、可制御素子のスイツチング遅れによるＵ相
上下素子の短絡を防止するため短絡防止期間Tdだけ上，
下素子を共にオフする期間を設けた、いわゆる、短絡防
止処理されたものとなる。Tdは通常駆動回路，可制御素
子の遅れ等を見込み、十分大きく設定される。Ｖ相,W相
信号についても同様である。駆動回路80はPWM信号発生
器70からのオンオフ信号（UP,UN等）を受けて可制御素
子を駆動する。その結果、周波数fo,電圧Voのインバー
タ運転状態となる。
回路80に出力されるオンオフ信号UP,UN（第６図（ｃ）
に示す）は、可制御素子のスイツチング遅れによるＵ相
上下素子の短絡を防止するため短絡防止期間Tdだけ上，
下素子を共にオフする期間を設けた、いわゆる、短絡防
止処理されたものとなる。Tdは通常駆動回路，可制御素
子の遅れ等を見込み、十分大きく設定される。Ｖ相,W相
信号についても同様である。駆動回路80はPWM信号発生
器70からのオンオフ信号（UP,UN等）を受けて可制御素
子を駆動する。その結果、周波数fo,電圧Voのインバー
タ運転状態となる。
説明を簡単にするため、駆動回路80,可制御素子主回
路部10の遅れを無視すると、短絡防止期間Tdの間は、
上，下両方の可制御素子が共にオフする無制御期間であ
るため、出力端子の電位は出力電流の極性により還流ダ
イオードの働きで決定される。すなわち、正の出力電流
の場合は負の電位に、負の出力電流の場合は正の電位と
なる。この様子を第７図（ａ），（ｂ）に示す。図はＵ
相に関し逆変換器入力の仮想中性点に対する電位として
表わしている。
路部10の遅れを無視すると、短絡防止期間Tdの間は、
上，下両方の可制御素子が共にオフする無制御期間であ
るため、出力端子の電位は出力電流の極性により還流ダ
イオードの働きで決定される。すなわち、正の出力電流
の場合は負の電位に、負の出力電流の場合は正の電位と
なる。この様子を第７図（ａ），（ｂ）に示す。図はＵ
相に関し逆変換器入力の仮想中性点に対する電位として
表わしている。
従つて、例えばＵ相の出力電圧波形はオンオフパター
ンUPO,UNOに従つた理想的な正弦波とならず、歪みを持
つことになる。第６図（ｄ），（ｅ）にこの様子を示
す。（ｅ）は前述の短絡防止期間Tdの影響が出力電流極
性に従つて出る様子を示している。平均的にとらえれ
ば、同一foの矩形波状の電圧波形として捕えることがで
きる。（ｄ）に示す出力電圧は結局、PWM信号UPO,UNOか
ら決定される理想的正弦波と、（ｅ）に示すTdの影響分
電圧の合成となる。この様子を出力線間電圧でとらえた
場合の式で表わすと（１）式の様になる。
ンUPO,UNOに従つた理想的な正弦波とならず、歪みを持
つことになる。第６図（ｄ），（ｅ）にこの様子を示
す。（ｅ）は前述の短絡防止期間Tdの影響が出力電流極
性に従つて出る様子を示している。平均的にとらえれ
ば、同一foの矩形波状の電圧波形として捕えることがで
きる。（ｄ）に示す出力電圧は結局、PWM信号UPO,UNOか
ら決定される理想的正弦波と、（ｅ）に示すTdの影響分
電圧の合成となる。この様子を出力線間電圧でとらえた
場合の式で表わすと（１）式の様になる。
ここで、TUV;U−Ｖ間線間電圧,Vdc;インバータ直流部
電圧,A,B;電圧出力係数，φ；力率角,Td;短絡防止期間,
Tc;PWMのキヤリア周期である。（１）式において、第１
項は本来制御しようとした電圧成分を、第２項は短絡防
止期間Tdの影響による電圧成分を表わす。
電圧,A,B;電圧出力係数，φ；力率角,Td;短絡防止期間,
Tc;PWMのキヤリア周期である。（１）式において、第１
項は本来制御しようとした電圧成分を、第２項は短絡防
止期間Tdの影響による電圧成分を表わす。
また、Tdは一般的に固定であり、Vdcは本例の場合一
定であるから、第２項の振幅は1/Tcに比例したものとな
る。
定であるから、第２項の振幅は1/Tcに比例したものとな
る。
そして、短絡防止期間Tdの影響をまとめると次のとお
りである。
りである。
（１） インバータ出力電圧が理想的な正弦波とならな
いので電動機のトルクリツプル，回転リツプルが増大
し、振動が増大する。
いので電動機のトルクリツプル，回転リツプルが増大
し、振動が増大する。
（２） 負荷が増大すると、力率がよくなり（φ→小）
（１）式の第１項，第２項の位相が近づくので出力電圧
が減少する。その結果出力トルク特性が低下する。
（１）式の第１項，第２項の位相が近づくので出力電圧
が減少する。その結果出力トルク特性が低下する。
（３） 電動機が安定に駆動できない。
これらの影響はTcが一定とすると、Tdが大きい程顕著
であり、又、出力電圧レベルが低い低周波数領域程顕著
である。
であり、又、出力電圧レベルが低い低周波数領域程顕著
である。
従来のパルス幅変調形インバータ装置は以上のように
構成されていたので、その出力電圧波形は理想的な正弦
波とならず、短絡防止期間Tdの影響が出力電流極性に従
つて現われ、歪み波形となる。この結果は出力電圧の低
い低周波数領域で特に電動機のトルクリツプルや回転リ
ツプルの増大、出力トルクの減少、電動機を安定に駆動
できないなどの問題点があつた。
構成されていたので、その出力電圧波形は理想的な正弦
波とならず、短絡防止期間Tdの影響が出力電流極性に従
つて現われ、歪み波形となる。この結果は出力電圧の低
い低周波数領域で特に電動機のトルクリツプルや回転リ
ツプルの増大、出力トルクの減少、電動機を安定に駆動
できないなどの問題点があつた。
この発明は上記のような問題点を解決するためになさ
れたもので、出力電圧の低い低周波数領域でも、出力ト
ルク特性を損ねることなく滑らかにかつ安定に電動機を
駆動できるパルス幅変調形インバータ装置を得ることを
目的とする。
れたもので、出力電圧の低い低周波数領域でも、出力ト
ルク特性を損ねることなく滑らかにかつ安定に電動機を
駆動できるパルス幅変調形インバータ装置を得ることを
目的とする。
この発明に係るパルス幅変調形インバータ装置は、出
力電圧波形制御用の第１の基準波形発生器の他に、出力
電圧波形補正用の第２の基準波形発生器と、インバータ
負荷の力率検出器とを設けたものである。
力電圧波形制御用の第１の基準波形発生器の他に、出力
電圧波形補正用の第２の基準波形発生器と、インバータ
負荷の力率検出器とを設けたものである。
この発明におけるPWM回路は、インバータ負荷の力率
検出器から力率角が検出され、該力率検出時、想定され
る短絡防止期間Tdの影響を打ち消すように第１の基準波
形発生器と第２の基準波形発生器との出力波形を合成
し、PWM信号を作成する。
検出器から力率角が検出され、該力率検出時、想定され
る短絡防止期間Tdの影響を打ち消すように第１の基準波
形発生器と第２の基準波形発生器との出力波形を合成
し、PWM信号を作成する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図
中、第５図と同一の部分は同一の符号をもつて図示した
第１図において、40はfo指令と、キヤリアパターン発生
器90の出力を受けて出力波形補正用の基準波形を発生す
る第２の基準波形発生器、50はインバータ出力電流を検
出し、その力率情報を力率記憶回路に格納し、該情報に
基づいて、負荷力率を検出する力率検出器、60は力率検
出器50からの力率情報を受けて第１の基準波形発生器30
の出力と、第２の基準波形発生器40の出力を力率角だけ
ずらして合成する合成器である。90はfo指令を受けてfo
に該当するキヤリア周波数fcでキヤリアパターンをPWM
信号発生器70に送出するとともに第２の基準波形発生器
40へキヤリア周波数fc情報を送出するキヤリアパターン
発生器である。
中、第５図と同一の部分は同一の符号をもつて図示した
第１図において、40はfo指令と、キヤリアパターン発生
器90の出力を受けて出力波形補正用の基準波形を発生す
る第２の基準波形発生器、50はインバータ出力電流を検
出し、その力率情報を力率記憶回路に格納し、該情報に
基づいて、負荷力率を検出する力率検出器、60は力率検
出器50からの力率情報を受けて第１の基準波形発生器30
の出力と、第２の基準波形発生器40の出力を力率角だけ
ずらして合成する合成器である。90はfo指令を受けてfo
に該当するキヤリア周波数fcでキヤリアパターンをPWM
信号発生器70に送出するとともに第２の基準波形発生器
40へキヤリア周波数fc情報を送出するキヤリアパターン
発生器である。
次に本発明の動作について説明する。
最初に第２図について説明する。まず、駆動される電
動機20の特性が把握できており、駆動するV/fパターン
（出力電圧／出力周波数比）が決つていれば、各出力周
波数foにおいて、出力電流Ioレベル対応であらかじめ負
荷力率は予測できる。付言すると、この負荷力率は、モ
ータ（定格）、モータに印加されている電圧、周波数が
既知であれば、モータに流れる負荷電流により推定でき
る。なぜなら、負荷力率は、モータ（定格）、モータへ
の印加電圧、周波数、負荷電流により決定される。よっ
て、負荷電流により負荷力率を予測するには、あらかじ
め、駆動モータを選び、駆動する電圧、周波数を決定し
て、負荷電流と負荷力率の関係を測定しておけば可能と
なる。従つて、あらかじめ出力周波数fo別に出力電流Io
対応の負荷力率データを記憶しておくと、出力電流波形
と出力電圧波形（あるいは基準電圧波形）を比較しなく
ても、出力電流レベルを検出するだけで負荷力率角φが
推定できる。第２図は３相電源の２相の出力電流から電
流レベルを検出し力率データテーブルから力率角φを推
定する例について示してある。
動機20の特性が把握できており、駆動するV/fパターン
（出力電圧／出力周波数比）が決つていれば、各出力周
波数foにおいて、出力電流Ioレベル対応であらかじめ負
荷力率は予測できる。付言すると、この負荷力率は、モ
ータ（定格）、モータに印加されている電圧、周波数が
既知であれば、モータに流れる負荷電流により推定でき
る。なぜなら、負荷力率は、モータ（定格）、モータへ
の印加電圧、周波数、負荷電流により決定される。よっ
て、負荷電流により負荷力率を予測するには、あらかじ
め、駆動モータを選び、駆動する電圧、周波数を決定し
て、負荷電流と負荷力率の関係を測定しておけば可能と
なる。従つて、あらかじめ出力周波数fo別に出力電流Io
対応の負荷力率データを記憶しておくと、出力電流波形
と出力電圧波形（あるいは基準電圧波形）を比較しなく
ても、出力電流レベルを検出するだけで負荷力率角φが
推定できる。第２図は３相電源の２相の出力電流から電
流レベルを検出し力率データテーブルから力率角φを推
定する例について示してある。
また、第３図は、１相分の出力電流と、それに対応す
る相の基準波形とを比較することにより力率角を検出す
る例である。
る相の基準波形とを比較することにより力率角を検出す
る例である。
第４図はある出力周波数foにおける力率角がφのとき
の１相分について（例えばＵ相）短絡防止期間Tdの影響
の様子と、それを補正する方法について示した図であ
る。即ち第４図（ａ）は出力電圧基準（第１の基準波形
発生器30）Voと出力電流が力率角φである関係図を示し
ており、同図（ｂ）はTdの影響分電圧、（ｃ）はその結
果あらわれる出力電圧波形を示す。また（ｄ）はこの波
形歪みを解消するために発生させる第２の基準波形発生
器40の出力波形、（ｅ）は第１の基準波形発生器30の出
力と第２の基準波形発生器40の出力をφの位相差で合成
させた基準波形を示す。
の１相分について（例えばＵ相）短絡防止期間Tdの影響
の様子と、それを補正する方法について示した図であ
る。即ち第４図（ａ）は出力電圧基準（第１の基準波形
発生器30）Voと出力電流が力率角φである関係図を示し
ており、同図（ｂ）はTdの影響分電圧、（ｃ）はその結
果あらわれる出力電圧波形を示す。また（ｄ）はこの波
形歪みを解消するために発生させる第２の基準波形発生
器40の出力波形、（ｅ）は第１の基準波形発生器30の出
力と第２の基準波形発生器40の出力をφの位相差で合成
させた基準波形を示す。
（ｂ）における矩形波状電圧成分波高値は前述したよ
うにVdc・Td/Tcに比例したものとなる。従つて（ｄ）は
（ｂ）と同一波高値で極性が反転されたものである。電
圧はいづれも逆変換器入力部の仮想中性点に対する電位
として示す。
うにVdc・Td/Tcに比例したものとなる。従つて（ｄ）は
（ｂ）と同一波高値で極性が反転されたものである。電
圧はいづれも逆変換器入力部の仮想中性点に対する電位
として示す。
次に第１図の動作について説明する。今、インバータ
装置は出力周波数fo、出力電圧Vo、キヤリア周波数fc、
出力電流Ioで運転されているとする。そこで力率検出器
50は出力電流Ioを検出することにより負荷力率角φを検
出する。第１の基準波発生器30はfo指令、Vo指令を受け
て、正弦波状の第１の基準波形を発生し、第２の基準波
形発生器40は、fo指令とキヤリアパターン発生器90から
のfc情報（Tc＝1/fc）を受けて、Vdc・Td/Tcに比例した
波高値をもつ矩形波状の第２の基準波形を発生する。
装置は出力周波数fo、出力電圧Vo、キヤリア周波数fc、
出力電流Ioで運転されているとする。そこで力率検出器
50は出力電流Ioを検出することにより負荷力率角φを検
出する。第１の基準波発生器30はfo指令、Vo指令を受け
て、正弦波状の第１の基準波形を発生し、第２の基準波
形発生器40は、fo指令とキヤリアパターン発生器90から
のfc情報（Tc＝1/fc）を受けて、Vdc・Td/Tcに比例した
波高値をもつ矩形波状の第２の基準波形を発生する。
合成器60は、力率検出器50の力率角φ情報を受けて、
第１及び第２の基準波形発生器30,40の出力を第４図
（ｅ）に示す様に合成し、３相分の基準波形をPWM信号
発生器70へ出力する。PWM信号発生器70においては合成
器60の出力とキヤリアパターン発生器90のキヤリアーを
比較することにより、従来例で示したように各可制御素
子のスイツチングパターンを決定し駆動回路80に出力す
る。駆動回路80の動作は従来例と同様である。
第１及び第２の基準波形発生器30,40の出力を第４図
（ｅ）に示す様に合成し、３相分の基準波形をPWM信号
発生器70へ出力する。PWM信号発生器70においては合成
器60の出力とキヤリアパターン発生器90のキヤリアーを
比較することにより、従来例で示したように各可制御素
子のスイツチングパターンを決定し駆動回路80に出力す
る。駆動回路80の動作は従来例と同様である。
又、インバータの負荷が変動した場合も、インバータ
出力foが変化したときも同様の動作をする。従つていか
なる状態においても、短絡防止期間Tdの影響を補正でき
るので、出力波形歪みもなく、又、負荷増大にともなう
出力電圧降下もないことから、滑らかに、かつ安定に、
出力トルク特性を確保できるインバータ装置が得られ
る。
出力foが変化したときも同様の動作をする。従つていか
なる状態においても、短絡防止期間Tdの影響を補正でき
るので、出力波形歪みもなく、又、負荷増大にともなう
出力電圧降下もないことから、滑らかに、かつ安定に、
出力トルク特性を確保できるインバータ装置が得られ
る。
また、上記実施例では、逆変換器入力直流電圧を固定
の場合（Vdc）で示したが、Vdcが変化する例であつても
第２の基準波形発生器にVdc情報も入力することによりV
dc・Td/Tcに比例した波高値の補正用波形が求まるの
で、全く同様の考え方で同様の効果を奏する。
の場合（Vdc）で示したが、Vdcが変化する例であつても
第２の基準波形発生器にVdc情報も入力することによりV
dc・Td/Tcに比例した波高値の補正用波形が求まるの
で、全く同様の考え方で同様の効果を奏する。
又、出力電流より出力電流レベルを検出し、負荷力率
を求める例においては、出力電流の代りに逆変換器入力
電流を用いても出力電流レベル検出は可能である。
を求める例においては、出力電流の代りに逆変換器入力
電流を用いても出力電流レベル検出は可能である。
力率検出は、第２図，第３図に示した様に、インバー
タ負荷力率として検出し、そのデータをもとに３相分の
基準電圧波形補正を行つた例で示したが、各相対応の負
荷力率を別個に求め各々の力率情報にもとづいて基準電
圧波形補正を行つてもよい。
タ負荷力率として検出し、そのデータをもとに３相分の
基準電圧波形補正を行つた例で示したが、各相対応の負
荷力率を別個に求め各々の力率情報にもとづいて基準電
圧波形補正を行つてもよい。
以上のように、この発明によれば、インバータ出力電
圧波形制御用の第１の基準電圧発生器の出力と、第２の
基準波形発生器の出力とを力率検出器からの力率情報に
基づいて力率角だけずらして合成器で合成し、この合成
器から３相分の基準信号とキャリヤパターン発生器のキ
ャリヤ信号とをPWM信号発生器に入力し、インバータ可
制御素子のオンオフパターンを決定するように構成した
ので、PWM信号発生器の入力側における信号処理回路
は、それぞれ１つの第1,第２の基準波形発生器、力率検
出器，合成器，キャリアパターン発生器で構成すること
ができ、回路部品のバラツキによる３相のアンバランス
を生じることなく、簡便な装置で負荷である電動機のト
ルク特性も損ねることがない。又、滑らかに、安定に運
転することができる効果がある。
圧波形制御用の第１の基準電圧発生器の出力と、第２の
基準波形発生器の出力とを力率検出器からの力率情報に
基づいて力率角だけずらして合成器で合成し、この合成
器から３相分の基準信号とキャリヤパターン発生器のキ
ャリヤ信号とをPWM信号発生器に入力し、インバータ可
制御素子のオンオフパターンを決定するように構成した
ので、PWM信号発生器の入力側における信号処理回路
は、それぞれ１つの第1,第２の基準波形発生器、力率検
出器，合成器，キャリアパターン発生器で構成すること
ができ、回路部品のバラツキによる３相のアンバランス
を生じることなく、簡便な装置で負荷である電動機のト
ルク特性も損ねることがない。又、滑らかに、安定に運
転することができる効果がある。
また、上記力率検出器を、３相電源の２相の出力電流
から電流レベルを検出する電流レベル検出器と、この電
流レベル検出器の出力を受けて力率情報を出力する力率
データテーブルとで構成したもので、出力電流レベルを
検出するだけで負荷力率角を推定することができ、短絡
防止期間の影響をなくする構成をさらに簡略化すること
ができるという顕著な効果が得られる。
から電流レベルを検出する電流レベル検出器と、この電
流レベル検出器の出力を受けて力率情報を出力する力率
データテーブルとで構成したもので、出力電流レベルを
検出するだけで負荷力率角を推定することができ、短絡
防止期間の影響をなくする構成をさらに簡略化すること
ができるという顕著な効果が得られる。
第１図はこの発明の一実施例によるパルス幅変調形イン
バータ装置を示すブロツク図、第２図、第３図は力率検
出の具体例を示す回路図、第４図は本発明の基準波形補
正法の説明図、第５図は従来のパルス幅変調形インバー
タ装置を示すブロツク図、第６図は一般的なPWM動作の
波形図、第７図は短絡防止期間Tdの影響を示す説明図で
ある。 図において、20は電動機、30は第１の基準波形発生器、
40は第２の基準波形発生器、50は力率検出器、60は合成
器、70はPWM信号発生器、80は駆動回路、90はキヤリア
パターン発生器である。
バータ装置を示すブロツク図、第２図、第３図は力率検
出の具体例を示す回路図、第４図は本発明の基準波形補
正法の説明図、第５図は従来のパルス幅変調形インバー
タ装置を示すブロツク図、第６図は一般的なPWM動作の
波形図、第７図は短絡防止期間Tdの影響を示す説明図で
ある。 図において、20は電動機、30は第１の基準波形発生器、
40は第２の基準波形発生器、50は力率検出器、60は合成
器、70はPWM信号発生器、80は駆動回路、90はキヤリア
パターン発生器である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 栗山 茂三 愛知県名古屋市東区矢田南５丁目１番14号 三菱電機株式会社名古屋製作所内 (56)参考文献 特開 昭59−123478（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−206281（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−118083（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】直流を可変周波数，可変電圧の交流に変換
するパルス幅変調形インバータ装置において、外部から
与えられる出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて主
たる基準電圧波形を出力する第１の基準波形発生器と、
前記出力周波数指令およびキャリアパターン発生器のキ
ャリア信号に基づいて従たる基準電圧波形を出力する第
２の基準波形発生器と、前記インバータ装置の負荷力率
を検出する力率検出器と、前記第１の基準波形発生器の
出力と前記第２の基準波形発生器の出力とを前記力率検
出器からの力率情報に基づいて力率角だけずらして合成
する合成器と、この合成器からの３相分の基準信号と前
記キャリアパターン発生器からのキャリア信号とを入力
しインバータ可制御素子のオンオフパターンを決定する
PWM信号発生器を備え、前記力率検出器を、３相電源の
２相の出力電流から電流レベルを検出する電流レベル検
出器と該電流レベル検出器の出力を受けて力率情報を出
力する力率データテーブルとで構成したことを特徴とす
るパルス幅変調形インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61022115A JPH0824426B2 (ja) | 1986-02-05 | 1986-02-05 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61022115A JPH0824426B2 (ja) | 1986-02-05 | 1986-02-05 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62181674A JPS62181674A (ja) | 1987-08-10 |
| JPH0824426B2 true JPH0824426B2 (ja) | 1996-03-06 |
Family
ID=12073883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61022115A Expired - Fee Related JPH0824426B2 (ja) | 1986-02-05 | 1986-02-05 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0824426B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0198009A (ja) * | 1987-10-12 | 1989-04-17 | Aretsukusu Denshi Kogyo Kk | 自動力率制御装置 |
| JPH0198010A (ja) * | 1987-10-12 | 1989-04-17 | Aretsukusu Denshi Kogyo Kk | 自動力率制御装置 |
| JPH03151094A (ja) * | 1989-11-06 | 1991-06-27 | Ube Ind Ltd | 浴水循環浄化装置 |
| JP2780492B2 (ja) * | 1990-12-20 | 1998-07-30 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍ方式電圧形インバータ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59123478A (ja) * | 1982-12-28 | 1984-07-17 | Toshiba Corp | 電圧形インバ−タの制御装置 |
-
1986
- 1986-02-05 JP JP61022115A patent/JPH0824426B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62181674A (ja) | 1987-08-10 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |