JPH0130345B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はコンデンサと充電整流器とを含み、
その充電整流器のインピーダンスが低レベルに制
限されたピーク検知器で、テレビ受像機において
自動利得制御（以後AGCと呼ぶ）電圧の発生に
用いて好都合なピーク検知器に関する。

AGC回路は普通テレビ受像機においてその無
線周波（以後RFと呼ぶ）および中間周波（以後
IFと呼ぶ）の増幅段に印加する適当な制御電圧
を引出すために用いられる。この制御電圧は検波
されたビデオ信号の同期パルス成分のレベルに従
つてこれらの段の利得を逆向きに変え、一定ピー
ク振幅の検波テレビジヨン信号を生成する働らき
をする。

テレビ受像機では合成ビデオ信号の同期パルス
成分のピークレベルをサンプリングし、信号レベ
ルの変化に応じて制御電圧を調節することにより
AGC制御電圧を引出すことが通例である。ピー
ク検知器は同期パルスのサンプリングに利用され
ることがあるが、パルス性雑音に極めて感じ易い
ため、水平偏向系から生成される比較的短かい水
平帰線（フライバツク）パルスの間だけAGC回
路を動作させるまたはキーイングする手段が一般
に設けられる。

ピーク検知器は普通充電回路によつてキーイン
グ期間中ビデオ信号のピークレベルに向つて充電
されるコンデンサを含み、このコンデンサが指数
曲線的に信号ピークまで充電される。このコンデ
ンサは最初放電されておれば最初充電回路からの
顕著な電流によつて充電されるが、コンデンサの
電荷が信号ピークに近付くとその充電回路から供
給される電流が減少し、ピーク検知器の充電の時
定数の増大を招く。充電時定数が増大するのは充
電電流が減少するにつれて充電回路の出力インピ
ーダンスの増大に由来する。2.5μ秒の等化パルス
のような持続時間の短かい信号をサンプリングし
たとき、充電時定数の増大のためにコンデンサの
充電レベルがピーク信号レベル以下になる可能性
がある。このようにして、すべてのパルスの信号
レベルが相等しくても、ピーク検知器は、等化パ
ルスのサンプリング時には、キーイング期間にお
ける5μ秒の水平同期パルスまたは27μ秒の垂直同
期パルスのサンプリングにより得られる信号レベ
ルより低い信号レベルを感知する。この感知され
た信号レベルの差によつてピーク検知信号レベル
が単にパルス振幅だけでなく同期パルス幅および
振幅の関数になる。AGC系はこの検知信号レベ
ルの変化に応じて等化パルス期間中RFおよびIF
増幅器の利得を僅かに増大し、垂直同期期間中そ
の利得を低減して、その装置の利得に垂直走査周
波数の変動を生ずる。この変動はAGC系のルー
プ中に低周波共振を励起して垂直同期および画像
信号の損失を招く。

この発明のピーク検知器は、充電インピーダン
ス（例えば後述の抵抗３３２）と；この充電イン
ピーダンスと直列に結合されいて、合成ビデオ信
号の同期信号成分の最大値を記憶するためのコン
デンサ（例えば後述のコンデンサ３３０）と；上
記同期信号成分を受ける入力端子（例えば後述の
のトランジスタ３２０のベース）および上記充電
インピーダンスに結合された出力端子（例えば後
述のトランジスタ３２０の第１エミツタ）を有
し、上記同期信号成分の最大値に向つて上記コン
デンサを充電する充電電流を流す半導体接合手段
（例えば後述のトランジスタ３２０）と；その半
導体接合手段の出力端子に結合されていて、上記
同期信号成分を受ける入力部を有し、該同期信号
成分に応じて導通する側路形成手段であつて、上
記コンデンサの充電中にその充電路に対して並列
な側路を形成し、上記コンデンサの充電中に上記
コンデンサの充電電流の他に上記側路形成手段を
流れる電流が上記半導体接合手段を流れるように
して上記コンデンサの充電電圧の上昇に伴なう充
電電流の減少による上記半導体接合手段のインピ
ーダンスの増大を阻止し、それによつて上記コン
デンサに対する充電時定数の増大を阻止するため
の側路形成手段（例えば後述のトランジスタ３２
８）と；を含み、合成ビデオ信号の同期信号成分
の最大値を検知するように構成されている。

このピーク検知器はAGC回路に用いて合成ビ
デオ信号の同期信号成分のピークの検出をするの
に好都合である。

信号のピーク値を抽出記憶するピーク検知器の
簡単な形式のものは半導体ダイオード接合とコン
デンサとを含んでおり、そのダイオードの陽極に
信号が印加され、PN接合により整流された後そ
の陰極に接続されたコンデンサの両端に印加され
る。この信号がそのピーク値まで上昇するとダイ
オードが信号電流をコンデンサに送つてそれをそ
の信号のピーク電位よりダイオード接合の電圧降
下だけ低い電位に充電する。その信号が低いレベ
ルに落ちると、充電されたコンデンサは信号のピ
ーク値を表わす電圧を保持し、ダイオード接合を
逆バイアスする。ダイオードおよびコンデンサに
電流の漏洩がなく、コンデンサに他の放電手段の
接続がなければ、このコンデンサはこのピーク信
号レベルを無期限に保持する。

上述のピーク検知器はAGC回路に用いて合成
ビデオ信号の同期信号成分のピークレベルを検知
することもできる。コンデンサの両端間にAGC
制御電圧が発生し、これがテレビ受像機のRFお
よびIF増幅段に印加されてその利得を調節する。

またコンデンサに蓄積された信号レベルを変換
回路を介して別のAGC波コンデンサに転送し
た後増幅段に印加することもできる。例えば米国
特許第4218708号明細書記載のAGC回路構成で
は、同期パルス間でピーク検知コンデンサを放電
し、検知されたピークレベルが別のAGC波コ
ンデンサに転送される特定のキーイング期間にお
いてのみピーク検知器が同期パルスを抽出し得る
ようにすることが望ましいことがある。次の例に
おいてはピーク検知器が12μ秒のキーイング期間
を持つこの形式のAGC回路に用いられたものと
する。

合成ビデオ信号の同期信号成分のピーク検知は
次のように行なわれる。

第１ａ図にはNTSC方式の合成ビデオ信号の垂
直同期期間が示されている。図示の波形は水平同
期パルス期間１５０、等化パルス期間１６０およ
び垂直同期パルス期間１７０を含んでいるが、こ
れらの期間に含まれる同期パルスは代表的持続時
間が等化パルスにおいて約2.5μ秒、水平同期パル
スにおいて5μ秒、垂直同期パルスにおいて27μ秒
になつている。この合成ビデオ信号は同期パルス
のピーク検知のためピーク検知ダイオードの陽極
に印加される。

信号がダイオードの陽極に印加されたときコン
デンサが放電されていると、入力信号とコンデン
サ両端間の低い電位との間に大きい電位差がある
ため高い初速度で信号のピークに向つて充電が始
まるが、コンデンサ両端の電圧が入力信号レベル
に近付くにつれて充電速度が低下し、ピーク検知
器の充電時定数が増大する。このように充電時定
数が増大するのは充電速度の低下と共にダイオー
ドの陰極（すなわち電流源）のインピーダンスが
上昇するためである。充電に充分長い時間をかけ
ると、コンデンサは最終的に信号のピークまで充
電される。換言すれば仮に電流が低レベルのとき
にダイオードの高い順方向インピーダンスがない
とすれば、コンデンサは僅か数μ秒でピーク信号
レベル（ダイオード接合の電圧降下だけ低い）か
ら僅か1/10⁹のレベルまで充電される。しかしこ
の充電速度の低下を計算に入れると、完全にピー
ク値を表わす電圧レベルに達するに要する時間は
相当な量になることが判る。

第２図にはピーク検知コンデンサの指数関数的
充電速度の効果が示されているが、この曲線は
5μ秒の水平同期パルス中にコンデンサがピーク
電圧レベルV_AGCまで充電されることを示してい
る。（水平同期パルスがテレビジヨンフイールド
内において等化パルスや垂直同期パルスより数値
的に優勢なため、水平同期パルスのピーク検知で
得られた電圧レベルが基準レベルとして使用され
る。NTSC方式のテレビジヨンフイールドには６
ピークの垂直同期パルス、12ピークの等化パルス
および253または254ピークの水平同期パルスが含
まれている。）2.5μ秒の等化パルス中にコンデン
サは水平同期パルスによつて得られるより0.7％
低い電圧レベルすなわち0.993V_AGCまで充電され、
ピーク検知器が12μ秒のキーイング期間に27μ秒
の垂直同期パルスを抽出したとき、水平同期パル
スによつて得られるより0.17％高い電圧レベルす
なわち1.0017V_AGCに達する。

これらの種々の電圧レベルから生成するAGC
制御電圧を第１ｂ図に示す。図示の波形は第１ａ
図の同期パルス期間に対応し、第１ａ図の定振幅
ビデオ信号が水平同期期間１５０ではV_AGC、等
化パルス期間では0.993V_AGC、垂直同期期間では
1.0017V_AGCの振幅のAGC制御電圧を生ずること
を示している。このようにAGC制御電圧はビデ
オ信号が一定振幅のとき垂直同期期間中に殆んど
１％のピーク・ピーク振幅変化を持つ。垂直同期
パルス期間１７０および等化パルス期間１６０の
持続時間（それぞれ３水平走査線）のため、この
変化は約2600Hzの周波数を持つ。

この１％振幅2600Hzの有効信号強度変化は、信
号強度変化の動的補正用帰還ループと考えられる
AGC系（RFおよびIF増幅器、ビデオ検波器およ
び増幅器、AGC回路を含む）が単一時定数系で
無共振であれば、全く問題にならないが、AGC
系は一般にRFおよびIF増幅器のためにAGC遅延
を調節する回路や、同調器の映像管放電を防ぐ働
きをするRC回路網のように数個の時定数を有す
るため、これら種々の時定数が組合されてAGC
系の転送機能のルート軌跡曲線に多くの共振ピー
クを生ずる。その上AGC系は一般に航空機フラ
ツクの補償をし得るように相当のループ利得を有
し、IFおよびRF増幅器で一般的なAGC制御電圧
の変化による利得変化の速度の変動により、この
ループ利得の量は相当変化する可能性があり、例
えば同調器のAGCループ利得だけで100から１ま
での範囲に亘つて変化し得る。AGC系の共振は
このループ利得の関数として変化し、利得が上昇
するほど共振周波数が高くなる。このようにして
AGC制御電圧の変動により生ずる系の利得の
2600Hzの変動によりそのAGC系に2600Hz近傍に
おいて共振が励起されることが多い。この共振は
励起されるとAGC系のループに垂直周波数の発
振のバーストを生じ、画像が垂直に転動すること
がある。

このAGC系のループは複雑で多くの変数が関
与しているためこれを製作して試験するまでに
AGC系中の共振極の存在および位置を算出する
ことは実際上不可能である。このような共振の存
在は遥か後日になつてそれをその低品質発振に駆
動するような環境条件が生じたときにのみ知り得
るものである。このようにAGC系が共振によつ
て害されないようにする安全策は共振を発振に励
起するAGC信号強度の2600Hzの変動を防ぐこと
である。

この発明の原理によつて構成されたピーク検知
器を含むAGC回路を第３図に部分略示部分ブロ
ツク形式で示す。図示のAGC回路は上記米国特
許第4218708号のものと本質的に同等である。

第３図においてアンテナ１１０は放送周波数の
テレビジヨン信号を受信し、これをRF増幅器１
２０に供給する。このRF増幅器は特定周波数の
テレビジヨン信号を選択する同調器と放送周波数
信号を中間周波（IF）信号に変換する混合器と
を含んでいる。このIF信号は１個以上のIF増幅
段を有するIF増幅回路１３０に供給される。増
幅されたIF信号はビデオ検波器１４０に供給さ
れ、振幅変調合成ビデオ信号を生成する。このビ
デオ信号はビデオ増幅器４に供給されてAGC回
路２０その他の信号処理回路（図示せず）のため
に増幅合成ビデオ信号を生成する。

ビデオ増幅器４は直列抵抗６および側路コンデ
ンサ８より成る低域波器を介してAGC回路２
０の入力端子１２に合成ビデオ信号を印加する。
この端子１２の合成ビデオ信号はコレクタ電極を
基準電位点（接続点）に結合したトランジスタ１
０１のベースに印加され、そのエミツタから能動
波遅延器５０、直流閾値雑音反転器３０および
AGC回路２０に供給される。トランジスタ１０
１の電源電圧はそのエミツタと電源＋Ｂとの間に
結合された抵抗１１４を介して供給される。

直流閾値雑音反転器は直流閾値を超える合成ビ
デオ信号中のパルス性雑音に応じて反転雑音パル
スを生成し、この反転雑音パルスは能動波遅延
器５０によつて遅延された合成ビデオ信号と組合
されて合成ビデオ信号中のパルス性雑音を消去す
る。この無雑音のビデオ信号は同期信号発生のた
めにピーク検知同期分離器４０に供給される。こ
の同期分離器４０の入力のビデオ信号は帰還コン
デンサ４６を介して能動波遅延器５０に供給さ
れ、その合成ビデオ信号の同期信号成分の前縁の
遷移時間を改善する。能動遅延器５０および直流
閾値雑音反転器３０は米国特許第4254436号明細
書にさらに詳細に記載されている。またピーク検
知同期分離器４０は米国特許第4185299号明細書
にさらに詳細に記載されている。

同期分離器４０で生成された同期信号はラツチ
回路７０に供給される。ラツチ回路７０はまた例
えば水平偏向系の変成器（図示せず）から引出さ
れた水平帰線パルスをキーイングパルス源５４か
ら受ける。この水平帰線パルスは通常同期信号と
一致していて、ラツチ回路７０により組合されて
導線２６４にAGC回路２０用のキーイング信号
を発生する。

水平帰線パルスが同期信号と一致しないとき
は、その水平帰線パルスに応じて導線２６６を介
しAGC回路に非同期信号が印加される。ラツチ
回路７０は米国特許第4213151号明細書にさらに
詳細に記載されている。

トランジスタ１０１のエミツタに発生したビデ
オ信号は抵抗３０６を介してトランジスタ３０
２，３０４を含む入力増幅器に供給される。トラ
ンジスタ３０２のエミツタ電極は抵抗３０８を介
して接地され、コレクタ電極はトランジスタ３０
４のベースに結合されている。トランジスタ３０
４のコレクタは接地され、エミツタはトランジス
タ３０２のベースに結合されると共に抵抗３１０
を介して接地されている。トランジスタ３０２の
コレクタ電圧はコレクタ電極を＋Ｂ電源に、エミ
ツタ電極を抵抗３１２を介してトランジスタ３０
２のコレクタに結合したトランジスタ３１４によ
り与えられる。トランジスタ３１４のバイアス電
流はそのベースと＋Ｂ電源との間に結合された抵
抗３１６およびそのベースとVbe電源８０との間
に結合された抵抗３１８を介して供給される。
Vbe電源８０は上記米国特許第4254436号明細書
にさらに詳細に説明されている。

反転されたビデオ信号はトランジスタ３０２の
コレクタからエミツタホロワ型に接続された双エ
ミツタトランジスタ３２０のベースに供給され
る。

トランジスタ３２０のコレクタは＋Ｂ電源に結
合され、エミツタの一方はトランジスタ３２８の
コレクタに、他方は抵抗３２２を介してトランジ
スタ３２８のベースにそれぞれ結合されている。
またトランジスタ３２８のエミツタは接地され、
ベースは順バイアスダイオード３２６および抵抗
３２４を介して接地されている。

トランジスタ３２０の第１エミツタとトランジ
スタ３２８のコレクタとの接続点は抵抗３３２を
介してピーク検知コンデンサ３３０に結合され、
このコンデンサ３３０の他端は接地されている。
抵抗３３２のコンデンサ３３０との接続点にはま
たサンプリングトランジスタ３７０のベースおよ
びダイオード３４０の陽極が結合されている。ダ
イオード３４０はその陰極から抵抗３４２，３４
４，３４６を介して接地点に至る直列回路により
コンデンサ３３０の可制御放電路を形成してい
る。サンプリングトランジスタ３７０のコレクタ
は接地され、エミツタはトランジスタ３７２のベ
ースに結合されている。

キーイングパルスはラツチ回路から導線２６４
を介してスイツチングトランジスタ３５０のベー
スに印加され、AGC回路を動作状態に駆動する。
トランジスタ３５０はコレクタ電極を＋Ｂ電源
に、エミツタ電極を抵抗３４２，３４４の接続点
に結合されている。抵抗３４４，３４６の接続点
はトランジスタ３５２のベース電極およびダイオ
ード３４８の陽極において電流ミラー回路に結合
されている。ダイオード３４８の陰極およびトラ
ンジスタ３５２のエミツタ電極は接地されてい
る。トランジスタ３５２のコレクタ電極は抵抗３
５６とトランジスタ３６０のベースとの接続点に
結合されている。抵抗３５６は陽極を＋Ｂ電源に
結合されたダイオードの陰極に結合されている。

PNPトランジスタ３６０はAGC波コンデン
サ２４の充電電流源となり、エミツタ電極を抵抗
３６２を介して＋Ｂ電源に、コレクタ電極を端子
２２を介してAGC波コンデンサ２４に結合さ
れている。端子２２はまたテレビ受像機内のIF
およびRF増幅段１２０，１３０にAGC制御電圧
を供給するAGC転送回路４００にも結合されて
いる。

導線２６４からのキーイングパルスはまたコレ
クタ抵抗３７４とトランジスタ３８０のベースと
の接続点に結合されたトランジスタ３７２のエミ
ツタに印加される。抵抗３７４はダイオード３７
６の陽極と導線２６６とに結合され、ダイオード
３７６の陰極は接地されている。

NPNトランジスタ３８０はAGC波コンデン
サ２４および充電用トランジスタ３６０が供給す
る電流に対する放電手段を構成する。トランジス
タ３８０はエミツタ電極を接地され、コレクタ電
極をAGC波コンデンサに結合されると共に端
子２２を介してトランジスタ３６０のコレクタに
結合されている。

動作時において、同期信号成分を含む負向きの
ビデオ信号がトランジスタ１０１により反転入力
トランジスタ３０２のベースに結合される。トラ
ンジスタ３０２はバイアスされて同期信号成分だ
けをトランジスタ３２０のベースに印加するよう
になつている。ここでこの成分は正向きの信号と
して現われる。初期白レベルのビデオ情報を含む
弱いビデオ信号または正規のビデオ信号によつて
トランジスタ３０２が飽和される。トランジスタ
３０２が飽和し、そのコレクタ電圧がエミツタ電
位まで降下すると、トランジスタ３０２のベース
電流がそのトランジスタのコレクタ中に注入さ
れ、そのコレクタ電圧が上昇を始める。この過飽
和状態によつてピーク検知コンデンサ３３０では
誤つた信号レベルが検知される。この不都合な動
作状態はトランジスタ３０４により防止される。
このトランジスタはトランジスタ３０２がその飽
和レベルに達した後そのトランジスタ３０２のコ
レクタからトランジスタ３０４のベース・コレク
タ電路を介して接地点へ過剰の電流を流し去る働
きをする。

トランジスタ３１４はトランジスタ３２０のベ
ースの反転された（すなわち正向きの）ビデオ信
号の最高電圧を8Vに限定する。この電圧限定に
よりピーク検知コンデンサ３３０の耐圧8Vを超
過するのが確実に防止される。

トランジスタ３２０のベースの正の同期信号成
分により、そのトランジスタは抵抗３３２を介し
て電流を送り、ピーク検知コンデンサ３３０をビ
デオ信号の同期信号成分の振幅まで充電する。コ
ンデンサ３３０には同期尖頭の最大振幅が記憶さ
れる。

トランジスタ３５０のベースに印加されたキー
イングパルスによつてトランジスタ３５０が導通
し、そのキーイングパルスの持続時間だけダイオ
ード３４０を逆バイアスする。これによつてこの
キーイングパルス期間中コンデンサ３３０がダイ
オード３４０および抵抗３４２，３４４，３４６
を介して放電するのが防がれる。

コンデンサ３３０がトランジスタ３２０のベー
スの同期パルスの電圧レベルまで充電されるにつ
れてトランジスタ３２０のベース・第１エミツタ
間のインピーダンスが上昇する（つまり、トラン
ジスタ３２０のベース・第１エミツタ間を流れる
コンデンサ３３０の充電電流が減少するにつれ
て、そのベース・第１エミツタ間の抵抗は非線形
的に増加する）。このインピーダンスの上昇によ
りコンデンサ３３０に対する充電時定数は充電電
圧の上昇に伴なう充電電流の減少に従つて増大す
るので、トランジスタ３２８を具備していない場
合には第２図に示すようにコンデンサ３３０の充
電が等化パルスのような持続時間の短い同期パル
スによつて行なわれる時には、充電終了時点にお
いてコンデンサ電圧は同期尖頭値以下の値にな
る。

このようにしてコンデンサ３３０に蓄積される
電圧レベルはパルス振幅だけでなく同期パルスの
持続時間および振幅の関数となる。この問題はこ
の発明においてトランジスタ３２０の第２エミツ
タにより制御されるトランジスタ３２８の動作
（すなわち、トランジスタ３２０のベース・第１
エミツタ間にコンデンサ３３０の充電電流とそれ
とは別の電流とが流れるようにして、たとえその
充電電流が減少してもベース・第１エミツタ間の
抵抗が増加しないようにする働き）によつて解決
されている。トランジスタ３２０がその２つのエ
ミツタを介して電流を導通すると、トランジスタ
３２８はその第２エミツタからの電流によつて導
通する。このようにしてトランジスタ３２０の第
１エミツタの生成した電流はコンデンサ３３０の
充電中抵抗３３２とトランジスタ３２８のコレク
タとに分割される。最初トランジスタ３２０によ
つて与えられた電流の大部分はコンデンサ３３０
に流れてトランジスタ３２０のインピーダンスは
低い。

コンデンサ３３０が同期尖頭レベルに向つて充
電されるにつれてそれがトランジスタ３２０から
引出す充電電流が減少するので、トランジスタ３
２０のインピーダンスは上昇しようとする。一
方、トランジスタ３２８はそのベース電極がトラ
ンジスタ３２０のベースのそのベース・エミツタ
降下だけ低い信号によつて駆動されるから、充電
期間中ほぼ同量の電流をトランジスタ３２０のベ
ース・第１エミツタ間を介して流し続ける。この
ようにトランジスタ３２８は同期パルスの持続時
間中電流を引出すための側路形成手段として働ら
き、トランジスタ３２８によつて引出される電流
によつてトランジスタ３２０のインピーダンスの
上昇が抵抗３３２のインピーダンスより実質的に
低いレベルに制限される。この低いインピーダン
スによつてコンデンサ３３０は同期パルスの持続
時間には無関係にそのピーク振幅まで迅速に充電
されるようになる。

同期パルスが終了するとトランジスタ３２０，
３２８が導通を止め、コンデンサ３３０が次にダ
イオード３４０を介して放電されるまでにその同
期尖頭を表わすレベルの電荷を維持し得るように
なる。

例えば振幅7Vの同期パルスがトランジスタ３
２０のベースに印加されると、そのトランジスタ
のエミツタ電極には6.4Vレベルが発生してピー
ク検知器の抵抗３３２およびコンデンサ３３０に
印加される。コンデンサ３３０は同期パルスがピ
ーク検知器に印加される前に放電されるから、ト
ランジスタ３２０の第１エミツタにより与えられ
る初期充電電流は３ｍＡで、エミツタインピーダ
ンスは12Ωである。コンデンサ３３０の両端間の
電圧はこの充電電流によつて上昇するから、充電
電流は指数関数的に減少し、トランジスタ３２０
のエミツタインピーダンスは上昇する。コンデン
サ３３０がピーク値6.4Vの98.4％の6.3Vのレベル
に達するまでにこの充電電流は、トランジスタ３
２０の第１エミツタのインピーダンスがトランジ
スタ３２８の効果を無視して約500Ωに上昇する
程度まで減少する。

このインピーダンスは抵抗３３２のインピーダ
ンス2000Ωに比して顕著であるが、トランジスタ
３２８を考慮に入れるとトランジスタ３２０のベ
ースの7Vの同期パルスによつてその第２エミツ
タに１ｍＡの電流が流れ、これによつてトランジ
スタ３２８が導通を開始する。トランジスタ３２
８は同期パルスの持続時間中そのコレクタ・エミ
ツタ電路に一定電流0.5ｍＡを流す。この電流の
効果はトランジスタ３２０の第１エミツタ電極の
インピーダンスを抵抗３３２のインピーダンス
2000Ωに比して無視し得る最大値50Ωに固定し
て、コンデンサ３３０の充電速度の直線性を向上
することである。

前述のようにラツチ回路７０からのキーイング
パルスによつてトランジスタ３５０が導通してダ
イオード３４０を逆バイアスする。トランジスタ
３５０はまたトランジスタ３５２のベースに電流
を供給し、このトランジスタを導通させる。トラ
ンジスタ３５０のエミツタの整流キーイング信号
のレベルは一部コンデンサ３３０の電圧レベルに
よつて決定される。すなわちこのレベルがトラン
ジスタ３７０，３７２のベース・エミツタ接合に
より2Vbe（1.2V）持上げられ、トランジスタ３５
０のベース・エミツタ接合によつて1Vbe下げら
れたものである。このようにトランジスタ３５２
のベースに流れる電流はコンデンサ３３０に記憶
された同期尖頭レベルの関数になる。

トランジスタ３５２の導通によつてトランジス
タ３６０が導通し、これによつてAGC波コン
デンサ２４に充電電流が供給される。このトラン
ジスタ３６０によつて導通される充電電流の一部
または全部は下述のように放電用トランジスタ３
８０によりAGC波コンデンサから持ち去られ
る。

ラツチ回路７０から供給されるキーイングパル
スはまたトランジスタ３７２のエミツタ電流源を
提供する。トランジスタ３７２のベースはピーク
検知コンデンサ３３０に蓄積された電圧レベルに
よつて決定される信号を供給するトランジスタ３
７０のエミツタに結合されている。トランジスタ
３７２が比較的大きいベース電流を要する低βト
ランジスタであるため、コンデンサ３３０とトラ
ンジスタ３７２のベースとの間にトランジスタ３
７０が挿入されている。

トランジスタ３７２のエミツタ・コレクタ電路
を通る電流は放電用トランジスタ３８０のベース
に供給され、このトランジスタを導通させる。

放電用トランジスタ３８０は受像機の利得を向
上すべきとき弱い信号状態においてAGC波コ
ンデンサ２４を接地電位に向つて放電させる働き
をする。このような信号条件において充電用トラ
ンジスタ３６０は放電用トランジスタ３８０の放
電電流より小さい電流しか供給せず、AGC波
コンデンサ２４の正味放電を招く。強い信号状態
では充電用トランジスタ３６０の供給する電流の
方が放電用トランジスタ３８０の放電電流より大
きいためAGC波コンデンサの正味充電が起る。

ビデオ信号の同期尖頭が適正電圧レベルにあ
り、AGC利得補正の必要がないときは、充電用
トランジスタ３６０の供給する電流が放電用トラ
ンジスタ３８０の放電電流に正確に一致し、この
場合はAGC波コンデンサの電圧レベルに正味
変化はない。このときの充電電流と放電電流とは
AGC波コンデンサ２４の電圧レベルに関係な
く同じ大きさである。

ラツチ回路７０がキーイング期間の間でキーイ
ングAGC回路を動作するようにキーイングして
いないときは、トランジスタ３２０はなおパルス
性雑音に応じてコンデンサ３３０を雑音パルスの
最大振幅まで充電しようとするが、トランジスタ
３５０が非導通のときダイオード３４０が順バイ
アスのままで、ピーク検知コンデンサ３３０を抵
抗３４２，３４４，３４６を介して接地点に放電
し続けるため、コンデンサ３３０はこのとき顕著
な電荷を保持することはない。この放電路によつ
てビデオ走査期間中コンデンサ３３０にパルス性
雑音が保持されて次のキーイング期間中にこの保
持電荷に応じてAGC回路が誤つて作動するのが
防止される。このようにこの放電路によつて
AGC回路２０に複雑な雑音保護回路を設ける必
要がなくなる。

ラツチ回路７０が同期信号に一致しない水平帰
線パルスを受けたときは導線２６４にはキーイン
グパルスが発生しないが、導線２６６には非同期
信号、例えば、小さな正パルスが発生する。この
小さなパルスは抵抗器３７４によつてトランジス
タ３８０のベースに供給され、そのトランジスタ
３８０を僅かに導通させる。この放電用トランジ
スタ３８０のわずかな導通によつてAGC濾波キ
ヤパシタ２４が僅かに放電し、テレビジヨン受像
機のRFおよびIF回路の利得を僅かに増大する。
この非同期状態は普通弱い映像信号を受けること
によつて生じるため、利得の僅かな増大により同
期分離器４０およびラツチ回路７０が迅速に同期
を回復し得るようになる。またトランジスタ３８
０の僅かな導通によりAGC転送回路４００から
濾波キヤパシタ２４に流れる不都合な充電電流は
小さなものまですべて相殺される。AGC回路２
０の導線２６６のパルスに応動する動作は米国特
許第4212032号明細書に詳細に記載されている。

以上この発明を自動利得調節回路の周辺につい
て説明したが、この発明の技法はデジタル電圧計
用のピーク検知回路等の他の実施例にも同様に適
用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図は典型的な合成ビデオ信号を示す図、
第１ｂ図は第１ａ図の同期パルスの幅の関数とし
て変化するAGC制御電圧レベルを示す図、第２
図はピーク検知コンデンサの電圧変化を同期パル
ス幅の関数として示す図、第３図はこの発明の原
理により構成されたピーク検知AGC系の推奨実
施例の部分略示部分ブロツク図である。 ３２０……半導体手段、３２８……側路形成手
段、３３０……コンデンサ、３３２……充電イン
ピーダンス。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 充電インピーダンスと； 上記充電インピーダンスと直列に結合されてい
   て、合成ビデオ信号の同期信号成分の最大値を記
   憶するためのコンデンサと； 上記同期信号成分を受ける入力端子および上記
   充電インピーダンスに結合された出力端子を有
   し、上記同期信号成分の最大値に向つて上記コン
   デンサを充電する充電電流を流す半導体接合手段
   と； 上記半導体接合手段の出力端子に結合されてい
   て、上記同期信号成分を受ける入力部を有し、該
   同期信号成分に応じて導通する側路形成手段であ
   つて、上記コンデンサの充電中にその充電路に対
   して並列な側路を形成し、上記コンデンサの充電
   中に上記コンデンサの充電電流の他に上記側路形
   成手段を流れる電流が上記半導体接合手段を流れ
   るようにして上記コンデンサの充電電圧の上昇に
   伴なう充電電流の減少による上記半導体接合手段
   のインピーダンスの増大を阻止し、それによつて
   上記コンデンサに対する充電時定数の増大を阻止
   するための側路形成手段と； を含む合成ビデオ信号の同期信号成分の最大値を
   検知するためのピーク検知器。