JPH01304367A - スペクトラムアナライザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、スペクトラム・アナライザの改良に関するも
のであり、特に復調された信号波形の時間軸上の所望の
点をサンプリングして測定対象区間に現われる原波形と
相似な波形の信号を取り出せるようにしてタイム・ｌ・
メインでの波形測定を可能にした波形測定装置に関する
。この発明がもっとも有効に使用される例を挙げれは、
ビデオチープレコータ（ＶＴＲ）などに使われるビデオ
・コンバータの変調度測定用のスペクトラム・アナライ
ザがある。

〔従来の技術〕

振幅変調された信号を総合的に解析する場合、スペクト
ラム分布環フリケンシ・ドメイン（横軸が周波数、縦軸
が振幅）での信号解析にはスペクトラム・アナライザを
、またＳ幅変調度等タイム・ドメイン（横軸が時間、縦
軸が振幅）での信号解析にはオシロスコープをそれぞれ
用意しなければならなかった。

そこで、スペクトラム・アナラザを用いて振幅変調度を
簡易的に測定する方法が提案された。第１９図にブロッ
ク図が示されるアナログ表示方式のスペクトラム・アナ
ライザを用いて、第２０図に示されるような被変調信号
（ビデオ信号中の水平信号部分の例）を観測すると第２
１図に示されるような画像が表示される。この場合の諸
元を例示すれは、スペクトラム・アナライザの分解能帯
域幅（ＲＢＷ）を広＜（３００ｋｌｌｚ以上）、周波数
スパンを分解能帯域幅の１．５〜２倍、掃引時間を５０
ｍ５程度、縦軸をリニア・モードに設定する。ビデオ信
号の周期は、掃引時間に比べて非常に短いが、スペクト
ラム・アナライザがアナログ表示方式であるため、繰り
返して掃引することにより各包路線は他の領域より輝度
が高くなる。包路線が最大になる点（第２１図のｆｃ）
の各レベルＬＬ、１４２、Ｌ３を測定することによりス
ペクトラム・アナライザを用いて被測定信号の振幅変調
度を簡易的に測定することができる。

しかし、第２２図にブロック図が示されるデジタル・ス
トレージ方式のスペクトラム・アナライザを用いると、
次に述へる問題点が発生するために振幅変調度を測定す
ることができない。横軸のサンプル数が５００ポイント
のデジタル・ストレージ方式のスペクトラム・アナライ
ザの例で説明する。

現在入手てきるデジタル・ストレージ方式のスペクトラ
ム・アナライザの処理速度は、１ポイント当り］００７
ｚｓ程度である。表示画面上で横軸を５００ポイントと
して、１つの波形を描画するのに要する時間は、５００
ポイントＸ　１００　μｓ　＝　５０ｍ５である。−方
、ビデオ信号はＮＴＳＣ方式の場合水平同期信号の周期
は約６３．５／ＩＳであるから、１００μｓｂポイント
では復調信号を再現できない。

〔発明か解決しようとする課題〕

以」二説明した通り、従来の通常のデジタル・ストレー
ジ方式のスペクトラム・アナライザでは、（１）例えは
ビデオ信号で変調されたＲＦ倍信号振幅変調度を測定す
ることができない。

（２）振幅変調された信号を総合的に解析する場合、ス
ペクトラム・アナライザとオシロスコープをそれぞれ用
意しなけれはならない。

（３）測定対象信号が間歇的に存在する場合、正確に測
定できない。

（４）復調信号を直接Ａ／Ｄ変換し、メモリに記憶させ
ることは技術的には可能であるが、非常に−１０＝ 高速な動作が要求されるため、構成が複雑になりかつ高
価なものになってしまう。

などの解決すべき問題点があった。

〔課題を解決するための手段および作用〕この発明の目
的の一つは、従来のスペクトラムアナライザでは測定か
できなかったＶＴＲ用ビテオコンバータの変調度測定を
可能にした波形測定装置を提供するものて、そこて採用
する手段の大略は次の通りである。

（１）観測する波形、すなわち検波器の出力は、周期Ｔ
（たとえは６３．５／ＩＳ）の繰返し周期をもつ信号で
あるところ、この観測波形のある点（例えは水平同期パ
ルスの立」二がり点）でトリガ信号を発生させる。この
トリガ信号は装置内部で発生させても、外部からの供給
を受けてもよい。

（２）観測する波形（被測定信号）の周期Ｔまたはその
整数倍ｋＴよりもわずか△ｔだけ長いく又は短い）周期
をもち、かつ幅が△を以下のサンプリング・パルスを発
生させる。この発生は、当然に前記トリガ信号と関連し
て行なわれる。

１ｌ− （３）サンブリンク・パルスにより、観測すべき波形の
瞬時値をサンプル・ボールドし、記憶手段に記憶する。

（１１）所定のサンプリング数（たとえは５０１）とな
ったとき、サンブリンク・パルスはリセットされる。或
は次の（１′）乃至（４′）の手段、すなわち、（１’
）ＪＬ記（１）と同じ、 （２’）ｌ−リガ信号のトリガ点から順次△ｔ、　２△
ｔ、・・・・・・ｎ△ｔずつずれた時間に発せられるサ
ンプリング・パルスを用意する。

（３”）このサンプリング信号により、観測すべき波形
の瞬時値をサンプル・ホールドし、記憶手段に記憶する
。

（４′）上記（４）と同し、という手段の構成をまずと
っておく。

以」−のようにして記憶手段に記憶された波形を表示手
段に表示すると、その表示された波形は繰返し波形の場
合は観測すべき原波形を△ｔごとにサンプリンクしたも
のと等価、或は相似のものとなる。

上記の手法（手段）は、その要旨を変更しないで多少の
変形をすることができる。こうして、観測すべき波形の
繰返し周期Ｔに比へて、△ｔを小さく選ぶ限り、被測定
信号の１周期な′ｒ／Δを個の点で表示することができ
る。従って、波形記憶用のＡ／Ｄ変換の時間はＴ（また
はｋＴ）以上と遅いものでも使用可能という利点がある
。

また、△ｔを可変とすることにより、表示手段における
横軸の等補的な掃引時間を可変にすることもできる。

〔実施例〕

第１図を用いて本発明の第１の実施例を説明する。第１
図において、変調信号で振幅変調を受けたＲＦ信号ａは
、ミキサ１１において局部発振器１４が発生ずる局部発
振信号と混合され、中間周波信号に変換される。掃引制
御器１５は、中間周波信号が所望の中間周波数になるよ
うに局部発振信号の周波数を固定する。中間周波信号は
、中間周波増幅器、帯域フィルタ等で構成される１Ｆ回
路１２を介して復調器１３において復調される。ミキサ
１１、■Ｆ回路１２、復調器１３、局部発振器１４及び
掃引制御器１５は、ＲＦ信号処理部１０を構成している
。ＲＦ信号処理部１０は、ＲＦ倍信号周波数変換すると
ともに被変調波を復調して復調信号ｂｌ（変調信号に等
しい）を出力するように作用する。

ＲＦ信号処理部ＩＯが出力する復調信号ｂ１は、Ａ、／
Ｄ変換器２０及びサンプリング信号発生部５０へ導かれ
る。サンプリング信号発生部５０は、復調信号ｂ１の周
期Ｔに対して［Ｔ×ｋ＋Δｔ］又は［Ｔ×ｋ−Δｔ］の
周期を有するサンプリング・パルスＣを発生する。サン
プル・ボールド回路２１及びデジタル変換器２２はＡ／
Ｄ変換器２０を構成している。

Ａ／Ｄ変換器２０に導かれる復調信号ｂ１は、サンプリ
ング信号発生部５０が出力するサンプリング・パルスＣ
によってサンプリングされデジタル・データｄに・変換
される。デジタル・データｄは、サンプリング・パルス
Ｃに対応して記憶手段３０に記憶され、表示手段４０に
表示される。

第１図及び第８図を用いてサンプリング信号の発生と信
号が処理される過程を詳述する。第８図に示す信号処理
のタイミングは、サンプリング信号Ｃの周期が［Ｔ×ｋ
＋Δｔ］（ただし、ｋ＝１）の例である。［ｋ＝１］は
、復調信号ｂ１の１周期Ｔに現われる１つの波形に対し
て１つのサンプリング信号を発生することを意味してい
る。ｋが２以」−ては、復調信号ｂ１のに個の波形に対
して１個のサンプリンク信号を発生するものである。１
つの波形を再現するために要する時間は約［ｋＸＴ２／
Δｔ．］である。

サンプリング信号の周期が［ＴＸＩ＜−八ｔ］の場合は
、復調信号ｂ　Ｉの周期より短くなるもので、１つの波
形の後縁から前縁の方向に順次サンプリングされ、記憶
手段３０に記憶される。表示手段４０に波形を表示させ
るとき、後縁のデータから順次表示手段４０に送出し、
表示手段４０の右側から左側に向けて表示させれば、表
示手段の画面」二の波形は原波形と相似であるから、測
定者に何ら不都合を与えない。また、記憶手段３０にデ
ジタル・データｄを記憶させるときに、その順序を逆に
並べ変え＝１５− て記憶させるか、或は表示手段４０にデータを送出する
とき逆に送出してもよい。

次に、サンプリング・パルスを発生する一実施例を第９
図及び第１０図を用いて詳述する。ＲＦ信号処理部１０
から出力される復調信号口は、トリガ検出器５１に導か
れる。ｌ・リカ検出器５１は、復調信号波形の所望のタ
イミングでトリガ信号Ｊｏｂを発生ずる（一般には、ユ
ーザがトリガ・レヘルな調整する）。トリガ信号１．０
ａはプログラマブル分周器ｒＩ５２で、予め設定された
分周比にで分周される（第１０図はに＝１の例である）
。プログラマブル分周器ｌｌ５２の出力はトリガ・イン
ヒビット回路５３及びトリガ・カウンタ５４に導かれる
。トリガ・インヒヒット回路５３及びトリガ・カウンタ
５４は、トリガ信号Ｍ個に対してフレーム信号］Ｏｃを
１個発生させる。フレーム信号１０ｃはプログラマブル
分周器１５５に導かれ、それは該分周器５５のリセット
信号としで作用する。プログラマブル分周器１５５には
、クロック信号１０ｄ（周波数をｆｃとし、例えは１０
ＭＩＩｚ）が加えられ、ざらに分周比Ｎに関係した信号
が与えられている。プログラマブル分周器１５５は、第
１番目のフレーム信号■てリセットされ、引き続いてク
ロック信号１０ｄの分周を開始し、クロックＮ個毎に分
周信号］Ｏｅを出力する。分周信号１０ｅは微分回路５
６で所定のパルス幅のサンプリングパルスＣに変換され
る。このようにして得られたサンプリング・パルスＣの
周期は、１／　ｆ　ｃＸ　Ｎ　＝　Ｔ＋Δｔ となり、復調信号ｂ１の周期ＴよりΔｔだけ長くなる。

トリガ・カウンタ５４が［Ｍ＋１］個目のトリガ信号を
受けると、トリガ・インヒビット回路５３は第２のフレ
ーム信号■を発生し、プログラマブル分周器Ｉ５５をリ
セットする。以降、前述と同じ動作を繰り返す。なお、
クロック信号１０ｄは、装置内部で発生ずる信号を利用
してもよく、また外部から与えられる信号を利用しても
よい。

次に、プログラマブル分周器Ｈ５５に設定する分周比Ｎ
について説明する。例えは、 Ｔ＝６３．５μｓ ｆ　ｃ＝ｌＯＭＨｚ　（１／ｆ　ｃ＝０．Ｉμｓ）Δｔ
＝０．２μｓ とするとき、１ポイント当り１００μｓ以」−の処理速
度であるからに＝２に設定しなけれはならない。

Ｎ＝ｆｃＸ（Ｔ×ｋ＋△１．） ＝ｌＯＸ］０６Ｘ（６３，５Ｘ２＋０．２）ＸＩＯ−６
＝＋２７２ Ｔ＋Δｔ　＝　１２７．２　μｓ すなわち、第１０図に示されるプログラマブル分周器Ｉ
５５の分周比Ｎを１２７２に設定ずれはよい。また、 Ｎ＝ｆｃＸ（Ｔ×ｋ−△ｔ） ＝］０Ｘ１０６Ｘ（６３，５Ｘ２−０．２）ＸＩＯ−６
＝＋２６８ Ｔ−△ｌ；　＝　１２６．８７１ｓ とずれは、復調信号ｂｌの周１１　Ｔに対して［Ｔ×２
−Δｔ］なる周！すｊのサンプリング・パルスを発生さ
せることかできる。

これにより、１つの波形を再現するのに、（Ｔ×２＋Δ
＋、）Ｘ５００ポイント ＝（６３，５Ｘ２＋０．２）Ｘ５００ｚｚｓ＝　６３　
、６００　／ｌ　Ｓ の時間が必要となる。すなわち、１００２（６３、６０
０μｓ÷６３．’５７ｚｓ）個の原波形で１つの原波形
に相似な波形が再現される。

第１の実施例は、サンプリング信号を発生させるための
基準点（第１図の■）を決定し、その点からＣＴ×ｋ＋
Δｔ］又は［Ｔ　Ｘ　ｋ−Δｔ］（７）周期を有するサ
ンプリング・パルスＣを順次発生させることを特徴とし
ており、周期Ｔなる測定対象波形が連続して存在する場
合に適している。

ロー　　　； 第２図及び第１１図を用いて第２の実施例を説明する。

第１図と同一の機能を有する要素には同一の符号を付し
である。

第１の実施例とは次の点で異なる。

（イ）復調信号ｂＩ中の測定対象となる波形に基づいて
トリガ信号を発生するトリガ回路を設けた。

（ロ）サンプリング信号発生部は、トリガ点からΔｔ、
　２△ｔ、　３Δｔ、・・・・・・ｎΔｔの時間だけず
れたサンプリングパルスを発生する。

＝１９＝ 第２図において、ＲＦ信号処理部１０て復調された復調
信号ｂ　ｌはトリガ回路６０に導かれる。トリガ回路６
０は、復調信号中の測定対象波形に同期したトリガ信号
ｆを発生する。サンブリンク信号発生部２５０は、人力
された第１のトリガ信号に対してΔｔ、第２のトリガ信
号に対して２Δｔ、第３のトリガ信号に対して３Δｔ、
・・・・・・第ｎのトリガに対してｎΔＬなる時間だけ
ずれたサンプリング・パルスＣを発生ずる。

以下、復調信号をサンプリングする過程から表示手段に
波形を表示するまでの過程は第１の実施例と同しである
。

次に、第１２図を用いてサンプリング信号を発生させる
一実施例を説明する。第１２図（ａ）に示したサンプリ
ング信号発生部は、トリガ信号（例えは水平同期信号）
が加えられるたびに、そのトリガ信号からの遅延時間が
△ｔずつ増加するサンプリング・パルスを発生ずるもの
である。

第１２図（ａ）において、Ｑｌ〜Ｑ３及びＣ４〜Ｃ６は
、プログラマブル・カウンタを構成しでおり、例えばテ
キサス・インスツルメント社製の５Ｎ７４ＬＳ１．６３
等が用いられる。Ｑｌ−０３のＬＤ人力には、測定休止
中はＬＯＷレベル、測定中には旧ＧＨレベルを示す測定
ゲート信号が加えられる。測定休止中０１〜０３のＬＩ
）入力は１、Ｏｗレヘルとなり、このときＤＯ−Ｄｌｌ
の初期値が０１〜Ｑ３にロードされる。同時に、ＯＲ回
路Ｑ１２により０４〜Ｑ６のＬＤ人力もＬＯＩＷレベル
となり、インバータ０９〜Ｑｌｌの出力、すなわち０１
〜０３にロードされている初期値の補数が０４〜Ｑ６に
ロードされる。

第１２図（ｂ）のタイムチャートを用いて、初期値が「
１」を例にして動作を説明する。０４〜Ｑ６には初期値
「１」の−Ｌ辺」１数である１６進数ＦＦＥがロードさ
れる。トリガ信号ｆが入力されると、０８０互すなわち
Ｃ６のＥＮＢ人力がＨＩＧＨレベルとなる。０４〜０６
には１６進数ＦＦＥがロードされているので、次のＣＬ
Ｋｌ（Ｃ４〜０６のＣＬＫ）の立上がりでカウント値は
ＦＦＦとなり、Ｃ６，Ｃ５，Ｃ４のリップルキャリーが
有効になり、０４のＲＣＯ出力が旧Ｇｌ−ルベルとなる
。そして、次のＣＬＫＩの立上がりで、サンプリング・
パルスＣが０７から出力される。従って、トリガ信号ｆ
より２ｌ− Ｃ１、ＯＣＫの１周期分（△ｔ）だけ遅れてサンプリン
グパルスＣが出力される。

ところで、Ｃ４のＲＣＯ出力がＨＩＧ）Ｉレベルになっ
たとき、Ｃ３のＥＮＢ人力も１月ＧＨレベルになるので
、次のＣＬＯＣＫの立上がりでＣ１〜Ｃ３は＋１カウン
トされ、その出力は「２」になる。その次のＣＬＫＩの
立上がりで（すなわち、上記のサンプリング・パルスが
出力されるのと同時に）０４〜Ｑ６には０９〜Ｑｌｌの
出力、すなわち「２」の−ＬＩＩＬ数である１６進数Ｆ
ＦＤがロードされる。

次にトリガが人力されると、カウンタＱ４〜Ｑ６はクロ
ックをカウントするが、ＣＬＫＩの立上がりを２回カウ
ントしたところでリプルキャリーが生じ、次のＣＬＫＩ
の立上がりてサンプリング・パルスが出力される。従っ
て、トリガ信号よりクロックの２周期分（２△ｔ）だけ
遅れてサンプリング・パルスが出力される。そのとき、
同時にカウンタＱ１〜Ｑ３が＋１され、０４〜０６に０
９〜Ｑ１１の出力の値１６進数でＦＦＣがロードされる
。

次にトリガが人力されると、カウンタＱ４〜０６は再び
カウントするが、今度はＣＬ　Ｋ　］の立上がりを３回
カウントしたところでキャリーが出、次のＣＬＫＩの立
上がりでサンプリングパルスが出る。

従って、トリガ信号ｆからＣＬＯＣＫの３周期分（３△
ｔ）だけ遅れてサンプリング・パルスが出る。

このようにトリガ信号が人力される毎に、サンプリング
・パルスか出るまでの遅延時間がＣ１、ＯＣＫで決まる
△ｔずつ遅れる。

この回路ではトリガ信号とＣ１、ＯＣＫが非同期のため
最大△ｔのジッダを生じるが、実用上特に支障はない。

もしジッダが問題になるときは、トリガ信号に対してＣ
Ｌ　ＯＣＫの位相を合わせるような回路を追加すればよ
い。さらに初期値をｍに設定すれは、測定スタート時に
トリガ信号からの遅れをｍ△ｔからスタートし、トリガ
信号ことに（ｍ　＋　Ｉ　）△ｔ、（ｍ＋２）△七のよ
うに変えていくことができる。すなわち、トリガ点から
任意の遅れた時点からの信号を測定できる。

なお、０１〜０３と０９〜Ｑｌｌの組合せでダウン・カ
ウンタとしてのイ動きをしているので、ダウン・カラン
トができるカウント用ＩＣがあれば０１〜０３に置き換
えて、０９〜Ｑｌｌを省くことも可能である。

第２の実施例は、復調信号中の測定対象となる波形に基
づいてトリガ信号を発生させ、そのトリガ点から順次Δ
ｔ、　２△ｔ、　　３Δｔ１　　・・・・・・ｎΔｔな
る時間だけずれたサンプリング信号を発生させることを
特徴としており、周期Ｔなる測定対象波形が連続して存
在する場合或は間歇的に存在する場合に有効である。

ハ　　　、′Ｉ 第３図を用いて第３の実施例を説明する。第１図と同一
の機能を有する要素には同一の符号を付しである。第１
の実施例とは次の点で異なる。サンプリング・パルス発
生の基準となるトリガ信号を外部から受領するための入
力端子５９を設け、そのトリガ信号に基づいてサンプリ
ング・パルスを発生ずるようにした。

第１及び第２の実施例では、復調信号に基づいてサンプ
リング・パルスを発生させた。本発明による装置の外部
、例えは変調信号発生器等におい＝２４＝ てトリガ信号が用意されているなら、それを利用しても
よい。第３図において、外部のトリガ信号は入力端子５
９に与えられる。サンプリング信号発生部２５０は、そ
のトリガ信号に基づいてサンプリング・パルスを発生す
る。

以下、復調信号をサンプリングする過程から表示手段に
波形を表示するまでの過程は第１或は第２の実施例と同
じである。

なお、サンプリング信号発生部は、次の何れを用いても
よい。

（ｉ）第９図に示した、［Ｔ＋Δｔ］なる周期で連続的
にサンプリングパルスを発生するもの。

（ｉｉ　）第１２図に示した、トリガ信号に対してｎΔ
を時間がずれたサンプリング・パルスを順次発生するも
の。

（ｉｉｉ）第７図に示した、ランダムにサンプリングパ
ルスを順次発生するもの。

二　　　　　　−１ 第１の実施例で説明した通り、サンプリングによりビデ
オ信号中の水平信号部分１個を再現するのに１００２個
の水平信号を必要とする。ＮＴＳＣ方式のビデオ信号で
は、１００２個の水平信号が連続して到来するわけでは
なく、その間に３〜４回ブランキング期間（等価パルス
、垂直同期信号等を含む）が存在する。水平信号の周期
Ｔに対して（Ｔ±Δｔ）なるサンプリング・パルスを発
生させ、その信号で復調波形をサンプリングすると、ブ
ランキング期間もサンプリングされてしまい、原波形を
忠実に再現できなくなる。そこで、波形を測定すべき対
象区間ではサンプリング・パルスを発生させ、それ以外
の区間（例えはビデオ信号のブランキング期間）ではサ
ンプリング・パルスを発生させないようにする必要があ
る。

第４図及び第１３図を用いて第４の実施例を説明する。

被測定信号ｂ２（例えば第１の実施例の復調信号）は、
サンプル・ホールド回路２１；　　）リガ回路７０及び
選択回路８０へ導かれる。トリガ回路７０は、被測定信
号ｂ２に基づいてトリガ信号ｆを発生し、それをサンプ
リング信号発生部２５０へ送出する。

選択回路８０は、被測定信号ｂ２に含まれる測定対−２
６＝ 象区間に対応したデータ選択信号ｇを発生ずる。

サンプリング信号発生部２５０は、データ選択信号ｇが
存在する間に受領したトリガ信号に対して、Δｔ、　２
Δｔ、　３Δｔ１．・・・・・・ｎΔｔだけ時間のずれ
たサンプリング・パルスを発生する。サンプル・ホール
ド回路２１及びデジタル変換器２２はＡ／Ｄ変換器２０
を構成している。Ａ／Ｄ変換器２０に導かれる被測定信
号は、サンプリング信号発生部２５０が出力するサンプ
リング・パルスＣによってサンプリングされデジタル・
データｄに変換される。デジタル・データｄは、サンプ
リング・パルスＣに対応して記憶手段３０に記憶される
。記憶手段３０に記憶されたデータは、例えは表示器に
表示させる等利用できる。

なお、選択回路８０が出力するデータ選択信号ｇをトリ
ガ回路７０に導き、トリガ回路７ｏはデータ選択信号ｇ
が存在する間に被測定信号に基づいてトリガ信号を発生
し、得られたトリガ信号ｆをサンプリング信号発生部２
５０へ送出するようにしてもよい。

ザンブリンク信号発生部２５０は、第１２図に示される
ものを用いてもよい。この場合、第１２図（ａ）に示し
たトリガ入力端子の前段にＡＮＤゲートを置き、データ
選択信号ｇによって、対象区間内に存在するトリガ信号
のみをＱ８に導くようにする。

次に、データ選択信号ｇを発生する選択回路８０の一実
施例を第１４図及び第１５図を用いて説明する。本実施
例は、被測定信号がビデオ信号の例であり、その信号中
の水平信号部分を測定対象区間としたものである。ビデ
オ信号の場合、垂直同期パルス、水下同期パルス、ブラ
ンキング期間に存在する等価パルス等それぞれのパルス
数は予め決められている。垂直同期信号の終縁から水平
信号部分の始縁まてのパルス数をＮ１、垂直同期信号の
終縁から水平信号部分の終縁まてのパルス数をＮ２とす
る。

水平同期分離回路８１は被測定信号中の水平同期信号を
、また垂直同期分離回路８２は被測定信号中の垂直同期
信号をそれぞれ分離する。水平同期信号はカウンタ８３
においてパルス数が計数される。

一方、垂直同期信号はカウンタ８３をリセットする。

デジタル・コンパレータ８４は、カウンタ８３の計数値
に対応するデータのマグニチュードを比較し、Ｎ１未満
のときはＬＯＷレベル、Ｎ１以」−Ｎ２未満のときは旧
ＧＨレベルのデータ選択信号を出力する。すなわち、デ
ータ選択信号が旧Ｇ１１の間が測定対象区間である。

第４の実施例は、被測定信号中の測定対象区間を示すデ
ータ選択信号を発生し、被測定信号中の測定対象となる
波形に同期したトリガ信号を発生し、トリガ信号のトリ
ガ点から順次Δｔ１，２Δｔ．。

・・・・・・ｎΔｔづつずれた時間にサンプリング・パ
ルスを発生することを特徴としており、測定対象波形が
間歇的に存在する場合に有効である。

バ　　　　σ　′−１ 第５図を用いて第５の実施例を説明する。第４図と同一
の機能を有する要素には同一の符号を付しである。第４
の実施例とは次の点で異なる。被測定信号中の測定対象
区間を示すデータ選択信号を外部から受領するための入
力端子５８を設け、デ−タ選択信号が存在する間のトリ
ガ信号に基づいてサンプリング・パルスを発生するよう
にした。

以下、被測定信号をサンプリングずろ過程からデジタル
・データを記憶手段に記憶させるまでの過程は第４実施
例と同じである。

Ｃ→策旦史次皇ｌ 第６図を用いて第６の実施例を説明する。第４図と同一
の機能を有する要素には同一の符号を付しである。第４
の実施例とは次の点で異なる。被測定信号中の測定対象
区間に発生するトリガ信号を外部から受領するだめの入
力端子５９を設け、そのトリガ信号に基づいてサンプリ
ング・パルスを発生ずるようにした。

以下、被測定信号をサンプリングする過程からデジタル
・データを記憶手段に記憶させるまでの過程は第４実施
例と同しである。

Ｐ″　　　　　　−１ 第１の実施例で説明したＲＦ信号処理部１０が出力する
復調信号ｂ１を被測定信号として、前記第４乃至第６の
実施例で示したサンプリング・パルスによって被測定信
号をサンプリングしてデジタルデータに変換した後、記
憶手段に記憶させるものである。

〜　　　　　　　　　　　　　　　１ 第７図、第１６図及び第１７図を用いて第８の実施例を
説明する。第３乃至第７の実施例とは次の点て異なる。

（イ）サンプリング・パルスを発生ずるためのＨの値を
ランダムに発生ずるランダム関数発生器を設け、サンプ
リング信号発生部は、トリガ信号のトリガ点からのずれ
の時間ｎΔｔをランダムに変化せしむるようにサンプリ
ング・パルスを発生ずるようにした。

（ロ）被測定信号をサンプリングして得られたデジタル
・データと上記ｎの値を記憶手段に記憶するようにした
。

第７図において、ランダム関数発生器７１は値がランダ
ムなｎを発生する。遅延回路７２は、トリガ信号を受け
るとランダム関数発生器７１からのｎによってトリガ信
号に対してｎΔｔの遅延時間を有するサンプリング・パ
ルスを発生する。Ａ／Ｄ変換器は、サンプリング・パル
スの発生毎に被測定信号をサンプリングしてデジタル信
号に変換する。

記憶手段３０は、デジタル・データとｎの値を対にして
記憶する。この場合、ｎの値によって記憶手段のアドレ
スを指定してデジタル・データを記憶させてもよい。

被測定波形にジッタが存在する場合、第３乃至第７の実
施例による波形測定装置では第１７図（ａ）のように表
示されるが、本実施例によれは第１７図（ｂ）のように
表示されジッダを観測することができる。

この第８の実施例は、被測定信号中の測定対象となる波
形に基づいてトリガ信号を発生させ、そのトリガ点から
の時間のずれｎ△ｔがランダムに変化するサンプリング
・パルスを発生させることを特徴としている。従って、
被測定波形に存在するジッダ等を観測する場合に有効で
ある。

第１８図を用いて第９の実施例を説明する。第１８図に
おいて、ＲＦ信号処理部１０、Ａ／Ｄ変換器２０、記憶
手段３０及び表示手段４０はデジタル・ストレージ方式
のスペクトラム・アナライザを構成している。それらに
、サンプリング信号発生部５０、トリガ回路７０、選択
回路８０、入力端子５８及び５９、スイッチ９１〜９３
を付加して波形測定装置としても使えるようにしたもの
である。［ＭＯＤＥコスイッチ９１が［Ｓ　ＰＥＣＴＲ
ＵＭ］側に切換えられると、本装置はスペクトラム・ア
ナライザとして機能する。復調信号すは、装置内部で発
生するクロック信号によりＡＩＤ変換され記憶手段に記
憶される。

［ＭＯＤＥ］スイッチ９１が［ＷＡＶＥ　ＦＯＲＭＩ側
に切換えられると、本装置は波形測定装置として機能す
る。

このとき、中間周波信号が所望の中間周波数になるよう
に掃引制御器１５を制御して局部発振信号の周波数を固
定する。サンプリング信号発生部５０は第１乃至第８の
実施例で説明したようにサンプリング・パルスを発生す
る。復調信号ｂ１はそのサンプリング・パルスによって
サンプル・ホールドされ、Ａ／Ｄ変換された後記憶手段
に記憶される。

［ＴＲＩＧ］及び［５ＥＬＥＣＴ］スイツチはそれぞれ
トリガ信号及びデータ選択信号の切換えのために用意さ
れる。

〔発明の効果〕

この発明では、観測すべき波形のもつ繰返し周期Ｔ（又
はその整数倍ｋＴ）に対して、△ｔ（＜Ｔ）という僅か
だけずれた周期をもつサンプリングパルスを使用して、
波形のサンプリングを行なうか、或は、あるトリガ点か
ら順次△ｔ、２△ｔ、・・・・・・ｎ△ｔと順にずれた
時間にサンプリング・パルスを発生させて、それを用い
て波形のサンプリングを行なうという手法を採用したか
ら、通常のデジタル・ストレージ方式のスペクトラム・
アナライザにおいても、 （１）たとえはビデオ信号で変調されたＲＦ倍信号振幅
変調度を測定可能にした。

（２）振幅変調された信号をフリケンシ・ドメインとタ
イム・ドメインとて総合的に解析できる波形測定装置を
実現した。

（３）測定対象信号が時間的に間歇的に存在する場合で
も、その測定対象信号のみを観測可能にした。

（４）低速のＡ／Ｄ変換器を利用して、高い周波数の波
形観測を可能とした。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は本発明の第２の実施例を示すブロック図、第３図は
本発明の第３の実施例を示すブロック図、第４図は本発
明の第４の実施例を示すブロック図、第５図は本発明の
第５の実施例を示すブロック図、第６図は本発明の第６
の実施例を示すブロック図、第７図は本発明の第８の実
施例を示すブロック図、第８図は第１の実施例の動作を
を示すタイムチャート、第９図は本発明のサンプリング
信号発生部の一実施例を示すブロック図、第１０図は第
９図に示したサンプリング信号発生部の動作を示すタイ
ムチャート、第１１図は第２の実施例の動作をを示ずタ
イムチャート、第１２図（ａ）は本発明のサンプリング
信号発生部の一実施例を示すブロック図、第１２図（ｂ
）は第１２図＝３５− （ａ）に示したサンプリング信号発生部の動作を示すタ
イムチャート、第１３図は第４の実施例の動作なを示す
タイムチャート、第１４図は本発明の選択回路の一実施
例を示すブロック図、第１５図は第１４図に示した選択
回路の動作を示すタイムチャート、第１６図は本発明の
第８の実施例の動作を示すタイムチャート、第１７図は
第８の実施例による表示波形の一例を示す図、第１８図
は本発明の第９の実施例を示すブロック図、第１９図か
ら第２２図までは従来例を示す図であって、第１９図は
アナログ表示方式のスペクトラム・アナライザのブロッ
ク図、第２０図はビデオ信号で変調されたＲＦ倍信号波
形図、第２１図は第２０図に示した信号をアナログ表示
方式のスペクトラムアナライザで観測したときの表示例
を示す図、第２２図はデジタル・ストレージ方式のスペ
クトラムアナライザのブロック図である。 図中の、１０はＲＦ信号処理部、２０はＡ／Ｄ変換器、
３０は記憶手段、４０は表示手段、５０．２５０はサン
プリング信号発生部、６０及び７０はそれぞれトリガ回
路、７１はランダム関数発生器、８０は選択回路、５８
及び５９はそれぞれ入力端子である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）変調信号で変調されたＲＦ信号を受けて、局部発振
   信号により中間周波信号に変換し、それを復調して復調
   信号を出力するＲＦ信号処理部（１０）と、前記復調信
   号を表示する表示手段（４０）とを具備し、前記中間周
   波信号が所望の中間周波数になるように前記局部発振信
   号の周波数を固定して前記復調信号の波形を測定する波
   形測定装置において、 前記復調信号の周期Ｔに対して［Ｔ×ｋ＋Δｔ］又は［
   Ｔ×ｋ−Δｔ］（ただし、Ｔ≫Δｔ、ｋ＝１、２、・・
   ・・・・の自然数）なる周期のサンプリング・パルスを
   発生するサンプリング信号発生部（５０）と；前記サン
   プリング・パルスの発生毎に前記復調信号をサンプリン
   グしてデジタル・データに変換するＡ／Ｄ変換器（２０
   ）と； 前記サンプリング・パルスに対応して前記デジタル・デ
   ータを記憶する記憶手段（３０）と；該記憶手段に記憶
   されたデジタル・データをもとに前記復調信号の波形を
   前記表示手段に表示せしめることを特徴とした波形測定
   装置。 ２）変調信号で変調されたＲＦ信号を受けて、局部発振
   信号により中間周波信号に変換し、それを復調して復調
   信号を出力するＲＦ信号処理部（１０）と、前記復調信
   号を表示する表示手段（４０）とを具備し、前記中間周
   波信号が所望の中間周波数になるように前記局部発振信
   号の周波数を固定して前記復調信号の波形を測定する波
   形測定装置において、 前記復調信号中の測定対象となる波形に同期したトリガ
   信号を発生するトリガ回路（６０）を設け、前記トリガ
   信号のトリガ点から順次Δｔ、２Δｔ、・・・・・・ｎ
   Δｔずつずれた時間にサンプリングパルスを発生するサ
   ンプリング信号発生部（２５０）と； 前記サンプリング・パルスの発生毎に前記復調信号をサ
   ンプリングしてデジタル・データに変換するＡ／Ｄ変換
   器（２０）と； 前記サンプリング・パルスに対応して前記デジタルデー
   タを記憶する記憶手段（３０）と；該記憶手段に記憶さ
   れたデジタル・データをもとに前記復調信号の波形を前
   記表示手段に表示せしめることを特徴とした波形測定装
   置。 ３）変調信号で変調されたＲＦ信号を受けて、局部発振
   信号により中間周波信号に変換し、それを復調して復調
   信号を出力するＲＦ信号処理部（１０）と、前記復調信
   号を表示する表示手段（４０）とを具備し、前記中間周
   波信号が所望の中間周波数になるように前記局部発振信
   号の周波数を固定して前記復調信号の波形を測定する波
   形測定装置において、 前記復調信号中の測定対象となる波形に同期したトリガ
   信号を受領する端子（５９）を設け、前記トリガ信号の
   トリガ点から順次Δｔ、２Δｔ、・・・・・・ｎΔｔず
   つずれた時間にサンプリングパルスを発生するサンプリ
   ング信号発生部（２５０）と； 前記サンプリング・パルスの発生毎に前記復調信号をサ
   ンプリングしてデジタル・データに変換するＡ／Ｄ変換
   器（２０）と； 前記サンプリング・パルスに対応して前記デジタル・デ
   ータを記憶する記憶手段（３０）と；該記憶手段に記憶
   されたデジタル・データをもとに前記復調信号の波形を
   前記表示手段に表示せしめることを特徴とした波形測定
   装置。 ４）繰返し発生する被測定波形を含む対象区間とそれ以
   外の区間とを有する入力信号を受けて、前記被測定波形
   を測定する波形測定装置であって、前記対象区間を示す
   データ選択信号を発生する選択回路（８０）と； 前記被測定信号中の対象区間に被測定信号に同期したト
   リガ信号を発生するトリガ回路（７０）と；前記データ
   選択信号が存在している間に異なる時間だけトリガ信号
   より遅れたサンプリング・パルスを発生するサンプリン
   グ信号発生部（２５０）と；前記サンプリング・パルス
   の発生毎に、前記被測定信号をデジタル・データに変換
   するＡ／Ｄ変換器と（２０）； 前記デジタル・データを前記サンプリング・パルスの時
   間遅れに対応させて記憶保持する記憶手段（３０）とを
   備えたことを特徴とする波形測定装置。 ５）繰返し発生する被測定波形を含む対象区間とそれ以
   外の区間とを有する入力信号を受けて、前記被測定波形
   を測定する波形測定装置であって、前記対象区間を示す
   データ選択信号を受ける入力端子（５８）と； 前記被測定信号中の対象区間に被測定信号に同期したト
   リガ信号を発生するトリガ回路（７０）と；前記データ
   選択信号が存在している問に異なる時間だけトリガ信号
   より遅れたサンプリング・パルスを発生するサンプリン
   グ信号発生部（２５０）と；前記サンプリング・パルス
   の発生毎に、前記被測定信号をデジタル・データに変換
   するＡ／Ｄ変換器と（２０）； 前記デジタル・データを前記サンプリング・パルスの時
   間遅れに対応させて記憶保持する記憶回路（３０）とを
   備えたことを特徴とする波形測定装置。 ６）繰返し発生する被測定波形を含む対象区間とそれ以
   外の区間とを有する入力信号を受けて、前記被測定波形
   を測定する波形測定装置であって、前記被測定信号中の
   対象区間に被測定信号に同期して生成されたトリガ信号
   を受ける入力端子（５９）と； トリガ信号より異なる時間だけ遅れたサンプリング・パ
   ルスを発生するサンプリング信号発生部（２５０）と； 前記サンプリング・パルスの発生毎に、前記被測定信号
   をデジタル・データに変換するＡ／Ｄ変換器と（２０）
   ； 前記デジタル・データを前記サンプリング・パルスの時
   間遅れに対応させて記憶保持する記憶回路（３０）とを
   備えたことを特徴とする波形測定装置。 ７）繰返し発生する被測定波形を含む対象区間とそれ以
   外の区間とを有する変調信号で変調されたＲＦ信号を受
   けて、局部発振信号により中間周波信号に変換し、それ
   を復調して復調信号を出力するＲＦ処理部（１０）を備
   え、前記中間周波信号が所望の中間周波数になるように
   前記局部発振信号の周波数を固定して前記復調信号の波
   形を測定することを特徴とする請求項４、５又は６の波
   形測定装置。 ８）前記サンプリング信号発生部がｎの値をランダムに
   発生するランダム関数発生器（７１）を備え、前記トリ
   ガ信号のトリガ点からのずれの時間ｎΔｔをランダムに
   変化せしむるようにサンプリングパルスを発生し、該サ
   ンプリング・パルスの発生毎に前記復調信号をサンプリ
   ングしてデジタルデータに変換し、該デジタル・データ
   とｎの値を記憶手段に記憶し、ｎの値に対応してデジタ
   ルデータを表示器に表示することを特徴とする請求項４
   、５、６又は７記載の波形測定装置。