JPH01308984A - 無線方向探知機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は日商上に間隔配置した無指向性アンテナを順次
に切替えて走査しながら電波を受信することにより得ら
れる受信信号中の前記切替えにより生ずる位相変化の位
相差を検出した信号にもとづいて方位信号を得る無線方
向探知機、つまり、いわゆる静止形ドツプラ方式の無線
方向探知機に関するものである。

〔従来の技術〕

この種の無線方向探知機の動作原理について説第１図（
イ）の如く同一特性を有する多数の無指向性アンテナＡ
１〜Ａｎを円周上に等間隔に配置して、これを第３図に
示すようにアンテナの中央に設けたアンテナ切替走査回
路に導き、これを順次切替え走査して受信機に接続する
Ｑ しかるとき電波が地平面に対して水平に伝播すると仮定
すれば、受信信号の位相成分φ。は電波の到来方向とア
ンテナの相対位置に従って第（１）式の如く表わされ、
第１図ｆ→のような正弦波的階段状に変化することくな
る。

″・・・・・・・・・・・・（１） φｆ丁・（２）（ｎα−θ） Ｄ＝アンテナ直径 λ：受信電波の波長 α：隣同志のアンテナ間の角度 θ：基準Ｎに対する到来電波の角度 ｎ：アンテナ素子数（１〜ｎ） ここでｍ　＝　”−とおき、このｍは変調指数と呼ばれ
λ るもので得られた方位信号の振幅そのものである０従っ
て、この受信信号を増幅検波すると第１図Ｐ３のような
方位信号が得られるので、基準点Ｎからこの方位信号の
最大振幅点（又は零クロス点ｊｔｓあるいはｔ２を求め
、これに９０″を加算又は減算する）迄計数すると電波
の到来方向を測定することが出来ることは特公昭５６−
３５８２８！（より石知のことである。

こうした原理を用いる無線方向探知機においては、電波
が電離層反射を経たものである場合など、方位信号中に
雑音信号が含まれて、安定した測定が行えない場合があ
る。

このため、上記の位相差を検出して得られるデータをメ
モリに記憶して１積しておき、方位信号が三角関数状に
変化することを利用して、蓄積したデータを三角関数と
相関処理し、あるいは統計地理して不良のデータを検出
するとともに、この不良データに代えて良好と判断され
るデータを取り込むようにして方位表示のための信号の
精度を向上させる手段を設けたのものが特開昭５６−１
３７１６９などにより開示されている。

しかし、この手段のものでは、不良データを検出するた
めの処理およびこれに代わる良好データの判断などに相
当の演算時間を要するため゛、早期に方位測定結果が得
られないなどの不都合がある。

そこで、本願出願人は、先に出願した特願昭５８−８０
９９１　（特開昭５９−２０６７８６）により、こうし
た無線方向探知機において、アンテナの切替走査の周期
の１／２の周期ごとに交互に正負の極性に形成される信
号を内部信号として発生し、この内部信号と、方位信号
にもとづいて得られる交互に正負の極性に形成された信
号とを掛算して得られた掛算極性信号を、検出データと
してメモリの記憶して行き、記憶しＩ；検出データの各
極性部分の平均レベルを求めて得られる信号により内部
信号の位相を可変制御するとともに、記憶した検出デー
タの内容にもとづいて得られる算定値または上記の内部
信号の位相値または内部信号の発生にともなって得られ
る位相値により方位表示信号を得る方位表示信号手段を
設けることにより、上記の不都合を解消し得るものを開
示している。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記の先の出願のように、アンテナの切替走査の周期の
１／２の周期ごとに交互に正負の極性に形成された内部
信号と方位信号とを掛算して目的とする信号を得るよう
にした装置の動作を、より安定確実にするとともに簡単
安価な構成に改良したものを提供するという課題がある
。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、 こうした無線方向探知機において、 方位信号をＳＩＮ波状の信号に形成してＳＩＮ状方位信
号を得るとともに、このＳＩＮ状方位信号と同期した矩
形波信号を方位矩形信号として得る方位信号手段と、 ＳＩＮ状方位信号と同一の周期のＳＩＮ波信号を内部信
号として得るとともに、この内部信号と同期した矩形波
信号を内部矩形信号として得る内部信号手段と、 ＳＩＮ状方位信号の振幅値と内部信号の振幅値とを掛算
して得られるディジタル値の出力を掛算振幅値信号とし
て得るとともに、方位矩形信号と内部矩形信号とを掛算
して得られた掛算振幅値信号の各区間の極性値を表す出
力を極性信号として得る掛算手段と、 極性信号の極性に応じて掛算振幅値信号の１周期分また
は複数周期分を積算して得られた出力を平均位相誤差成
分信号として得る積算手段と、ＳＩＮ状方位信号と内部
信号とが９０″の位相差になるように、平均位相誤差成
分信号によって内部信号と内部矩形信号との位相を制御
する内部信号位相制御手段と、 この制御中に得られる平均位相誤差成分信号を積算して
得られる積算値により電波の測定方位を表示する信号を
得る方位表示信号手段とを設けることにより上記の課題
を解決し得るようにしたものである。

〔実施例〕

以下、実施例を図面により説明する。

第３図の実施例は、電波の方位のほかに、入射角と電波
の発射地点までの距離を求める機能を付加した無線方向
探知機であるので、まず、入射角と発射地点までの距離
の測定原理を説明する。

しかしながら、よく知られている如く電波は地平面に対
して水平に伝播する地表波伝播と大気上空に存在するイ
オン化大気層いわゆる電離層に反射しながら伝播する電
離層伝播とが存在するＯもし、仰角ｐをもって上空よシ
到来す為電波を直径りなる円周上に無指向性アンテナを
配置した第１図０）のブンテナ群によって電波を受信す
ると第（１）式のアンテナ直径りは見掛上小さくなシ、
従ってφｎも小さくなシアンテナを切替受信後挟波して
得られる第１図（ハ）の方位信号も小さく々る。

す女わち第１［Ｆ］←）に於て、電波が水平面に対して
βなる角度をもって到来すると、電波の波面がＡ４アン
テナに到達してから１８０＠反対方向にあるＡＨ−２ア
ンテナに到達する迄の距離、す愈わち実効アンテナ直径
Ｄ′は Ｄ’＝Ｄ−（２）β　　　　　　　　　・・・・・・・
・・・・・（２）となｌ）　ａｓｐ　Ｋ比例して減少す
ることになる。

従って仰角を持って受信された電波のドプラ効果だよっ
て生ずる位相変化φには φＱ＝（７Ｄ’）・（２）（ｎα−θ）＝（７−Ｄ−（
２）β）・頷（ｎα−θ）＝ｍ−察β・＝（ｎα−θ）
　　　　・・・・・・・・・・・・（３）（３）式に於
ける変調指数ｍ′は ｍ’＝ｍ−偏β　　　　　　　　　・・・・・・・・・
・・・（４）とな多電波の仰角βの余弦に比例して変調
指数ｍ′がｌトさくなシ、従って位相変化φにも小さく
なるので第１図そうの方位信参の振幅も小さくなる。

従って仰角零、すなわち地表波の電波を受信した時の方
位信号の振幅ｍを求めてこれを基準値としてメモリに記
憶しておき、仰角βで到来した電波の方位信号の振幅す
なわちｍ′を測定すれば第（４）式よシミ波の仰角βを
求めることが出来るのである。

次に上で求めた仰角により電波発射点を推定する原理に
ついて説明する。第２図は到来電波の仰角βと電離層の
高さｈによって距離を推定する原理図である。

円弧Ｐは地球表面、０は地球の中心点、ｒは地球の半径
、Ｓは電波発射点、Ｒは電波受信点、ＱはＳとＲの円弧
の長さ、ＹはＳとＲをはさむ角、ｈけ電離層の高さ、β
は到来電波の大地に対する仰角（入射角）であって、電
波が８点から発射されて電離層高さＨの点で反射してＲ
点で受信した様子を示している。電離層反射波がＲ点に
於て仰角０で受信される時の電離層高さはＨｏであシ、
電離層高さが高くなってＨになると電波の仰角はβとな
る。

従って電離層反射波の仰角ρ、電離層の高さり。

電波発射点Ｓと電波受信点Ｒを地球の中心点Ｏから見た
角度Ｙとの間には、第（５）式のような関係が存在する
のでこれを変形し第（６）式のよりな関係が得られる。

献β＋Ｙｊ、）＝ｔｈ−β β＋Ｙｉ＝（２）−”ＴＦＥ−β〕 Ｙ＝２（２）−１〔β）−２β　　・・・・・・・・・
・・・（６）Ｔ■で 更に円弧の長さＱとＳとＲをはさむ角Ｙとの間には次の
関係がある。

Ｑ＝７・２πｒ＝’ｆｒ ＝　２（ａｍ−’（ｆｆｉｗβ〕−β）　ｒ　　−曲−
−−−−−−（７）ｒは地球の半径で約６３７８　ｋ　
（理科年表による）、ｈは測定地点で実測された電離層
の高さで既知の値であるからβを求めれば、電波発射点
迄の距離Ｑを求めることが出来るのである・ 次に、装置の実施例を説明する。

図において、 第１図０）はアンテナ配置を示す説明図、（ロ）は仰角
βで電波が到来する様子を示す図、（→はアンテナを切
替受信して生じた位相変化成分、つまシ方位信号を示す
図である。

第２図は電離層反射による電波の仰角と電離層高さとの
関係を示す図、第３図は本発明の１実施例を示す系統図
である。第４図はＤＡＣ（ＤＩＧＩＴＡＬ　Ｔ。

ＡＮＡＬＯＧ　Ｃｏ犯侶ＲＴＥＲ）の回路例を、第５図
は本発明による周波数補正回路の１実施例を示す。第６
図は第３図に示す位相比較回路８の詳細を示す図、第７
図、第８図は各部の動作波形図を示す。第９図は電離層
高さ３００ｈで反射した電波の各仰角に対する方位信号
の振幅ｍ′と電波発射源迄の距離を計算したデータ値と
このデータ値をメモリに記憶するためのメモリ配置を示
す図である。

第３図に於て１は中心に補助アンテナＡｏを、又円周上
に等間隔に１〜ｎ迄無指向性アンテナを配置したアンテ
ナ群である。２は基準信号発生回路でクロックパルスを
発生し、これを分周して各目的の周期のパルスを発生す
る。

３は前記アンテナ群の中心に設けた伽各アンデナ素子を
切替えるためのアンテナ切替走査回路で特Ｈ５７−、７
４７４にて公知の如くダイオードに流れる電流を制御し
て各アンテナ出力を順次切替え共に受信周波数を同時に
調整出来るような主受信機、従受信機によ多構成された
２チャンネル受信機で補助アンテナＡ・の出力を一方の
チャンネルに、アンテナ切替回路出力を他方のチャンネ
ルに接続しそれぞれ増幅する。

５はＦＭ成分除去回路と周波数弁別回路よシなる方位信
号検出回路で、主及び従受信機からの出力をそれぞれ周
波数変換し、その出力を混合回路により更に周波数変換
して周波数変化を伴う受信電波の変調成分を除去して、
アンテナ切替にもとすくドプラ効果による成分のみを含
んだ信号とするＯ このＦＭ成分除去回路の目的は、周波数変調を受けた電
波を受信するとアンテナ切替走査による方位信号に、も
ともと電波に附与されている大きな変調波が重畳して到
来電波の方位が定まらなく力るので、ＦＭ成分除去回路
を通して安定な方位を指示させるために用いるのであっ
て、受信電波がＦＭ変調を受けていない場合でもこの回
路を通すととくよって、不都合を生ずることなく目的の
アンテナ切替走査による信号成分のみを取出すことが出
来るのである。

次にＦＭ成分除去回路の出力を周波数弁別回路、例えば
ディスクリ又はＰＬＬ等のような回路を通して、前記ア
ンテナ切替走査によって生じたドプラ効果による方位信
号を検出する◇ ６は周波数補正回路で、周波数に比例してその振幅が増
加する方位信号、すなわち方位信号検出回路５の出力を
入力として受信周波数信号Ｆ１（複数ビットで構成され
たバイナリディジタル信号）Ｋよって周波数が低くなる
と、周波数補正回路６の増幅度をあげ方位信号出方ａが
周波数に無関係に常に一定の値となるように動作する。

なお第７図ａの方位信号は第１■（へ）の信号と同じで
あるが簡単のため階段的変化を省略し、その平均のＳＩ
Ｎ波で表わしてあシ、しが本周波数補正回路を通したこ
とくよ）周波数に無関係に一定振幅の信号である。第４
図には説明のための一般的なりＡＣ用の回路例を、又第
５図に本発明による周波数補正回路の１実施例を示す。

図に於て６１は例えばＡＤ７５２３Ｊのよう々ｉルチプ
ライングＤＡＣ用ＩＣで、６２は二人力を持つオペレー
ショナルアンプである。第４図のＤＡＣ用ＩＣ６１のデ
ータ入力端子Ｔ１に複数ビット（例えば８ビツトあるい
は１２ビツト等）のＤＩＧＩＴＡＬ信号Ｆ１を加え、基
準入力端子Ｔ２　（ＶＲＥＦ　）　Ｋアナログ基準電圧
Ｆ２を加えると端子Ｔ３（ＲＦ）［は入力Ｆ１と入力Ｆ
２の積Ｆ３が出力するように動作するのでＦｌが増加す
れば出力Ｆ３も増加し、Ｆｌ、Ｆ２．Ｆ３の間には次の
関係があるＯ ＦＩ　Ｘ　Ｆ２　＝Ｆ３　　　　　　　　　　　　・・
・・・・曲・・（８）従って第５図のようｆ；、入力Ｔ
Ｉには複数ビットの受信周波数ＤＩＧＩＴＡＬ信号Ｆ１
を入力し、端子Ｔ３には受信周波数によって振幅の変化
する方位信号、つまシ方位信号検出回路５の出力を加え
ると端子Ｔ２に出力される信号Ｆ２は（８）式よシＦ２
＝厄 となる＠Ｆｌは受信周波数に比例するＤＩＧＩＴＡＬ信
号であるから、比例常数をｋとすればＦ１＝ｋｆと表わ
される。

又端子Ｔ３の信号Ｆ３は方位信号で、同様に受信周波数
に比例して振幅が変化するから比例常数をＶとすればＦ
３＝に′ｆと表わされ、 となシ端子Ｔ２＆Ｃは受信周波数に無関係に振幅一定の
方位信号が得られることになる。

なお周波数信号Ｆ１の反対金性の信号丙が得られる場合
には、第４図の接続とし端子Ｔ２に方位信号検出回路５
の出方を加えれば端子Ｔ３には周波数に無関係に常に一
定な振幅の方位信号が得られる。

７はオペアンプとダイオードで構成した両波整流回路で
周波数補正回路６の出方、第７図ａをｂのような両波整
流信号とすると同時に、Ｃのような方位信号ａと周期の
一致した矩形波を発生する。

８は位相比較回路で、第６図のよ−＞に、内部信号発生
器８１と掛算器８２．半導体スイッチ８３　、　ＡＤＣ
（ＡＮＡＬＯＧ　Ｔｏ　ＤＩＧＩＴＡＬ　Ｃ０ＮＶＥＲ
ＴＥＲ）８４　、　ラｙ　ｆ回路８５　、　ＥＸＣＬＵ
ＳＩＶＢ　ＯＲＧＡＴＥ８６！　＃構成されている０前
述しである通シ検波した方位信号ａから電波到来方位を
求めるため釦は、方位信号の最大振幅点を求め（又は０
クロス点を求めこれに９０＠を加算又は減算して方位と
する）電波の到来方位とすれば良いのであるが、方位信
号に゛は普通雑音が多く、そのｔまでは方位が変動して
測定は困難である。

そのため内部信号発生回路を設けて方位信号と同一周期
のＳＩＮ波の両波整流波第７図ｅを作シ、仁の信号と方
位信号すとを掛算しその出方ｊの波形の面積を求めて平
均処理を行い、この結果により前記内部信号発生回路出
力の位相を制御してより正確で安定な方位を求めること
が出来るのである。

又、方位信号はいつも第７図ａのような比較的きれいな
ＳＩＮ波であるとは限らず電波の状況によって複雑な形
の波形となり高次高調波を含むようになると、もし内部
信号として矩形波を用いると両信号の高調波（例えば３
次高調波、５次高調波等）同志の位相差成分が出力に重
畳してくるので、内部信号がＳＩＮ波（基本波）の時に
対して方位誤差を生ずることになる。このため前述のよ
うに、二つの信号の一方、つｔｂ内部信号をＳｌＮＲＯ
ＭによりＳＩＮ波として方位信号と掛算すれば方位信号
の方が高調波を含んだ波形であっても基本波以外の周波
数成分については掛算した結果の平均値は０となるので
、方位誤差に対する影響はかくかり正しい方位を指示す
ることが出来るのである。

第６図は本発明の位相比較回路の一実施例を示す０ ８１１はブリセツタブルアップダダウンバイナリ路２よ
り与えられたクロックＣＬＫによシダラン計数し、出力
側に複数ビットのカウンタ出力が得ら　、れる。

８１２はＲＯＭ　（ＲＥＡＤ　０ＮＬＹ　ＭＥＭＯＲＹ
）でＳＩＮ波の半周期又は１周期分が記憶されてお）、
ＳＩＮ　ＲＯＭの入力側にプリセッタブルアップダウン
バイナリカウンタ８１２の出力でアドレスＬ内部に記憶
しであるＳＩＮ波Ｃの変化をす５ＤＩ（、ＩＴＡＬ信号
が得られる。

８２は第４図のようなりＡＣ用ＩＣとオペアンプで構成
した掛算回路で、一方の入力端子に前記ＳＩＮ波のＤＩ
ＧＩＴＡＬ信号を与えて、他方の入力端子に前述した方
位信号の両波整流波すを加えて両入力の掛算を行い、第
７図ｊのようなアナログ出力を作り、これを半導体スイ
ッチ８３を通してＡＤＣ８４に入力する０ＡＤＣ８４は
ＳＣ（スタートコンバージョン）信号の立上シで変換を
開始し、変換終了時にＥＯＣ（エンド　オブ　コンバー
ジョン）信号を発生し、この信号により半導体スイッチ
を導通させて掛算回路出力第７図ｊをＡＤＣの入力端子
に加える。前記ＳＣは円周上に配置したアンテナを順次
切替えて１波数）、アンテナの数をｎとすれば工＝」−
の周ｎ　　　ｎｆａ 期のパルスを用いる。

つまり第１図（→の方位信号の振幅の変化が急峻でない
平坦部分の値をＡＤ変換するのである。なおＡＤ変換が
開始されると同時にＥＯＣ信号が”Ｌ”になり、半導体
スイッチ８３を断として変換中にはデーターが変化しな
いようくする。ＡＤ変換された複数ビットの出力はラッ
チ回路８５にラッチした後次の回路く転送される◇ ８６はＥＸＣＬＵＳＩＶＥ　ＯＲＧＡＴＥｆ方位信号す
と同期した矩形波Ｃと内部信号の最上ビット、つまシを
出力し、前述のラッチ回路８５の出力と一諸に次のＤＩ
：ＧｒＴＡＬ平均回路９に転送する。

９はメモリを持ったＤＩＧＩＴＡＬ平均回路で、８の位
相比較回路出力を入力として極性信号ｋに応じて第７図
ｊの波形の面積を積算平均する。この平均結果を１次的
に平均回路内のメモリ　に記憶して、これを前記位相比
較回路のプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタ
８１１のプリセット入力Ｆ４として加え、プリセッタブ
ルアップダウンバイナリカウンタの出力信号の位相を進
め又は遅らせて方位信号と内部信号の位相差が互に９０
＠に々るようにじよじよ位相を動かし、最終的にｊの波
形が対称、つまシ１周期の積算結果がＯになる迄制御し
安定する〇 プリセットした数値は前述のように１次的にメモリに積
算記憶しであるので、その総和は内部信号の位相制御量
つまシ基準Ｎからの電波の到来方位となる。これを表示
器１２に転送し適当な表示周期に従って表示せしめるの
である０１１は振幅比較器、１０はメモリで電波の仰角
に対する振！ｍ、ｍ’。

及び電波発射源迄の距離Ｑのデータ　を記憶する。

受信した電波の方位信号の振＠ｍ′を測定し、メモリに
記憶しであるｍとによシ仰角βの大きさをその都度計算
して求めるのは計算装置を必要としたシ又計算に時間が
かかる々と実際的でない。又仰角βと基準の振幅ｍと測
定した振幅ｍ′とには第（４）式の関係があるのは前述
の通シであるが、電離層の高さそのものが大きな広がシ
を持ったものであシ、又その状態は常に変化しているも
のであるからβをあまシこまかく求めて見ても意味がな
いので数度おきに求めるのが実際的であるＯ従って仰角
０度の時の振幅値ｍをある値、例えば２５６０　ｍＶ　
（１０進）と定めるとｒは既知でちるから本発明の実施
例ではｈをある値、例えば３０〇−として角βに対する
振幅ｍ′及び距離Ｑを計算すると第９図のデータ値が得
られるので、これを前記メモリ１０に第９図メモリ配置
に示したように各アドレスごとに記憶しておく。

電波を測定し方位信号が得られるとその方位信号の振幅
ｍ′と、第９図のメモリ配置に従ってメモＩＪＩＯに記
憶されたｍ′を順次振幅比較回路に読出して電波を受信
して得られた方位信号の振幅ゴと比較してその値が一致
又は一番近い時のβ及びＱが電離層高さが３００うの時
の仰角及び電波発射源迄の距離である。例を示せば今電
波を受信した時の方位信号の振幅が２５５７ｍＶだった
とすれば、第９図のデータ値のｍ′の値を頴々に比較す
ると２番目のｍ’＝　２５５８ｍＶに最も近いのでこの
時の仰角及び距離はβ＝　０００２度、　Ｑ＝　３８３
８−となシこれを読出し次の表示器１２に転送し、電波
の到来方位仰角及び電波発射源迄の距離を同時Ｋ１１１
間的に光示せしめるのである。

次に総合動作を説明する。

アンテナＡ１〜Ａｉで受信した出力は、アンテナ走査基
準信号発生回路２よυ得られた切替信号によりアンテナ
切替走査回路３で各アンテナを順次に切替えて２チャン
ネル受信機４の一方のＲＦ大入力、又補助アンテナＡ、
の出力は他方のＲＦ’入力端子にそれぞれ加えて増幅し
、そのＩＦ比出力方位信号検出回路５の入力にそれぞれ
加える。

二つのＩＦ大入力周波数変換し電波に与えられている周
波数変調成分を除去し、アンテナ回転による変調成分の
みとした後周波数弁別回路によ多方位信号を抽出する〇 この信号は周波数に比例してその振幅が増加するので、
次の周波数補正回路６を通して周波数情報Ｆ１によシ周
波数に無関係に常圧一定振幅の出力が得られる。この信
号の一部を増幅して第７図Ｃの矩形波信号とし又他の一
部を両波整流回路７によシ両波整流した第７図すの方位
信号と共に位相比較回路８に加える。

この方位信号すとプリセッタブルアップダウンバイナリ
カウンタ８１１．およびＳｌＮＲＯＭ　８１２で得られ
た第７図ｅの信号を掛算回路８２によシ掛算すれば第７
図ｊのようなアナログ積出力が得られるＯこのプリセッ
タブルアップダウンバイナリカウンタのプリセット入力
には次のＤＩＧＩＴＡＬ平均回路よシ必要な数値Ｆ４が
プリセットされ、内部信号出力の位相を前後に進み遅れ
するように制御する。

掛算回路８２の出力はＡＤＣ回路８４によυＤＩＧＩＴ
ＡＬ値として前述した極性信号第７図にと共に平均回路
に加えて極性信号の符号に従って、１周期又は数周期間
積算し平均するし 今、第７図ｊのｔ、ｎ、ｍ、＋ｖの各区間の面積をＩ　
＝Ａｔ　＊　Ｅｌ　＝Ａｚ　＊　ｍ　＝Ａ１　ｅ　Ｆ／
　＝Ａｚとすれば、各区間の面積を極性信号ｋＫ応じて
和と差を取れば１　＋　ＩＩ　＋　ｍ　＋　■＝　２　
（Ａｔ　　Ａｔ　）　　　　・−−−（９）１　１１＋
ｌｌｌ−■＝２（Ａｔ＋Ａ＊）　　　　＝・−・＝α０
となシ（９）式は第７図ｊの面積の差すなわち位相誤差
成分であシ、（転）式は面積の総和つまシ平均の振幅値
となるのである。

従って方位信号（ａ−Ｖ）と内部信号（ｅ−Ｖ）が完全
１ｃ９０’位相差の時には、面積ＡｔとＡ２は等しいの
で（９）式の結果は、零となシ、内部信号の位相もその
点で安定化し基準Ｎからの位相θ。となる。

ここで方位信号が（！Ｌ−Ｕ）のように変化した瞬間に
は内部信号ｄ、ｅの位相は末だ制御されていないので、
元の−１まつまシ（ｄ−Ｖ）　、　（ｅ−Ｖ）であるか
ら掛算回路８２の出力は方位信号（ｂ−Ｕ）と内部信号
（ｅ−Ｖ）との積であるからｆのような信号となシ、Ｅ
ＸＣＬＵＳＩＶＥＯＲＧＡＴＥの出力つま）Ｃｅ−Ｕ）
と（ａ−Ｖ）との積はｇのようになる。又方位信号が（
ａ　−Ｗ　）のように変化した場合には方位が変化した
瞬間には前述の理由によシ掛算回路の出力及びＥＸＣＬ
ＵＳ　ＩＶＥ　ＯＲＧＡＴＥの出力はり、１のようにな
る◇ この出力を次の平均回路９によシ１周期又は数周期間積
算し、平均すると方位信号が（ａ−Ｕ）の場合にはｆの
信号を積算するのでその平均値は（−）となシ、又方位
信号が（ａ−Ｗ）の場合にはｈの信号を積算するのでそ
の平均値は（＋）となる。

この平均値を前述したプリセッタブルアップダウンバイ
ナリカウンタのプリセット入力端子に加え、基準Ｎの時
点でプリセットして分局を行うと、その出力の位相はプ
リセット値分だけ前後に変化する。

第８図はプリセッタブルアップダウンバイナリカウンタ
のプリセット入力とカウンタ出力の関係を示す説明図で
ある。（１）はプリセッタブルアンプダウンバイナリカ
ウンタの出力の総和を示し、最大点がカウンタが最大に
なったことを示しておりカウンタの年利が項次減少し最
小点でカウンタの内容が０になったことを、又（２）〜
（４）はカウンタの最大ビット出力を示している０ 今方位信号が第７回（＆−Ｖ）の状態で内部信号が前記
方位信号と１度９０＠位相差ｅ−ｖに制御されていたと
するとＮの時点で平均回路９で積算した結果によシブリ
セットする数値Ｆ４をθ、とじてプリセットすればプリ
セットバイナリ−カウンタの最大出力ビットの波形は第
８図（２）のようになる。

次に方位信号が第７図（ａ−Ｕ）のように変化したとす
れば、内部信号（ｅ−Ｖ）は末だ制御されていないので
、方位信号（ｂ−ｔｙ）と内部信号（ｅ−Ｖ）の積出力
及びＥＸＣＬＵＳＩＶＥＯＲＧＡＴＥ８６Ｃ＋出力、つ
ｔｂ第７図のＣとｄの積出力である極性信号はそれぞれ
ｆ、ｇとなシ、ｆの面積をｇの極性信号に応じて積算し
平均すると結局（−）分が残るので、これを前述のメモ
１ＪＫｆｉ算しこの合計のθｌをプリセッタブルアップ
ダウンバイナリカウンタにＮの時点でプリセットを行う
。その結果カウンタ　の出力は第８図（１）の曲線Ｕの
よう和なカカウンタ　の最大出力ビットは、第８図（３
）のように位相がじｋじょに遅れて最終的には第７図ｄ
−Ｕ　ｔ　ｅ　−Ｕ　ｔ　ｊ　−ｔＬｋ−Ｕとなシ、最
初の時１点よ）Δθだけ位相が遅れ基準Ｎよ少θｌの点
で安定する。

次に方位信号がａ−Ｗとなった時は同様動作によシΔθ
だけ位相が進み基準Ｎから０２の点で安定する。

このように内部信号ｄ、ｅの位相は方位信号の位相に追
随することになシ、プリセット値Ｆ４の総和が到来電波
の方位となる〇 電波の到来方位が求められると次の時点で前述の０４式
の積算、つまシ区間１〜Ｎの総和を求め方位信号の振幅
ｍ′を求める。このｍ′を前述したようにメモリ１０の
内容と比較してその値が一致又は１番近い値の時の仰角
、電波発射源迄の距離を読出し方位指示器１２によシ瞬
間的に方位仰角距離を表示するのである。

普通電離層の高さは送信機から持続時間の短いインパル
ス波を一定間隔（例えば１１５０（ＳＥＣ）　）で垂直
上方に発射し近傍の受信機で直接波と電離層反射波との
時間差　をオシロスコープで測定するのが普通で、ある
が、この値は電離層の平均値である◎電離層の幅は一般
的には１００ら以上にもおよぶ比較的広い幅を持ちこれ
が時々刻々と変化するものである。従って電離層の高さ
をあまシこまかく区切って測定することは無意味である
。

電離層の高さは普通１００　Ｋ１１ｌ〜ｓｏｏ　ｔｙｍ
と言われているので、１００ｈ単位で測定しても充分で
あるから地上からｓｏｏ　ｂ位迄の間を１００−単位で
区切シ、それぞれの電離層について計算した第９図のデ
ータ値及びメモリ配置を作成しこの値を記憶回路１０に
記憶させ必要な電離層高さを入力して、その電離層高さ
に相当する記憶回路の内容を検索照合し読み出して指示
させるのが実際的である。

具体的にはアンテナの近傍から小型発振器によシミ波を
発射して受信し、その時の方位信号の振幅を基準値ｍ’
ｐまシ本実施例では２５６０ｍＶに合せるだけでよく調
整も極めて簡単である。彦おこの基準値ｍはＡＤＣ８４
が飽和しない範囲で自由に選定出来る。

又第３図の６以降の信号処理を特別の関数発生器を用い
てアナログ的に行うことも可能であるが、テシタル化し
たうえで、デジタルマイクロコンピュータ等を用いて行
うのが実際的である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ＳＩＮ波状に形成した方位信号とＳＩ
Ｎ波による内部信号との各振幅値と各極性値とを別個に
掛算して得られる信号を積算する回路により、内部信号
の位相制御する信号と方位を表示するための信号とを得
ているため、三角函数などの複雑な演算構成を設けたり
、その演算に要する時間のために、方位の表示が遅れる
などの不都合がないものを、簡単な回路構成で提供し得
るなどの特長がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（イ）はアンテナの配置を示す図、（ロ）は仰角
βで電波が到来する様子を示す図、（ハ）はアンテナを
切替受信して生じた位相変化成分を示す波形図である。 第２図は電離層反射による電波の仰角の説明図、蕗３図
は本発明の１実施例を示す系統図、第４図はＤＡＣ（Ｄ
ＩＧＩＴＡＬ　Ｔｏ　ＡＮＡＬＯＧ　Ｃ０ＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）の回路例を、第５図は本発明忙よる周波数補正回路
の１実施例を示す。第６図は位相比較回路の詳細説明図
、第７図、第８図は各部の動作波形図を示す。第９図は
仰角に対する振幅ｍ′及び電波発射源迄の距離を計算し
たデータ値とこの結果を記憶回路に記憶させるためのア
ドレス配置を示す〇ｌ：アンテナ群、２：アンテナ走査
基準−信号発生回路、３：アンテナ切替走査回路、４：
受信機、５：方位信号検出回路、６：周波数補正回路、
７：両波整流回路、８：位相比較回路、９　：　ＤＩＧ
ＩＴＡＬ平均回路、１０：記憶回路、１１：振幅比較回
路、１２：方位指示器、Ｆｌ：受信周波数デジタル信号
、Ｆ２　：　ＡＤＣ用ＩＣの端子■の信号、Ｆ３：人Ｄ
Ｃ用ＩＣの端子■の信号、Ｆ４：プリセッタブルアップ
ダウンカウンタ８１１へのプリセット数値、Ｄ：アンテ
ナ直径、Ｎ：基準（真北）Ｄ′：実効アンテナ直径、−
二到来電波の大地く対する仰角（入射角）、ｒ：地球の
半径（約６３８７ム）、０：地球の中心点、ｈ：電離層
の高さ、Ｓ：電波発射点、Ｒ：電波受信点、Ｙ：電波発
射点Ｓと電波受信点Ｒをかこむ角、Ｐ：地球表面、Ｑ：
円弧Ｓ−Ｈの距離、ｍ：変調指数。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 円周上に間隔配置した無指向性アンテナを順次に切替え
   て走査しながら電波を受信することにより得られる受信
   信号中の前記切替えにより生ずる位相変化の位相差を検
   出した信号にもとづいて方位信号を得る無線方向探知機
   （以下、装置という）において、 ａ、前記方位信号をＳＩＮ波状の信号に形成してＳＩＮ
   状方位信号を得るとともに、前記ＳＩＮ状方位信号と同
   期した矩形波信号を方位矩形信号として得る方位信号手
   段と、 ｂ、前記ＳＩＮ状方位信号と同一の周期のＳＩＮ波信号
   を内部信号として得るとともに、前記内部信号と同期し
   た矩形波信号を内部矩形信号として得る内部信号手段と
   、 ｃ、前記ＳＩＮ状方位信号の振幅値と前記内部信号の振
   幅値とを掛算して得られるディジタル値の出力を掛算振
   幅値信号として得るとともに、前記方位矩形信号と前記
   内部矩形信号とを掛算して得られた前記掛算振幅値信号
   の各区間の極性値を表す出力を極性信号として得る掛算
   手段と、ｄ、前記極性信号の極性に応じて前記掛算振幅
   値信号の１周期分または複数周期分を積算して得られた
   出力を平均位相誤差成分信号として得る積算手段と、 ｅ、ＳＩＮ状方位信号と内部信号とが９０°の位相差に
   なるように、前記平均位相誤差成分信号によつて前記内
   部信号と前記内部矩形信号との位相を制御する内部信号
   位相制御手段と、 ｆ、前記制御により得られる前記平均位相誤差成分信号
   を積算して得られる積算値により電波の測定方位を表示
   する信号を得る方位表示信号手段と 具備することを特徴とする装置。