JPH0429029B2 - - Google Patents
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- JPH0429029B2 JPH0429029B2 JP1088690A JP8869089A JPH0429029B2 JP H0429029 B2 JPH0429029 B2 JP H0429029B2 JP 1088690 A JP1088690 A JP 1088690A JP 8869089 A JP8869089 A JP 8869089A JP H0429029 B2 JPH0429029 B2 JP H0429029B2
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- Japan
- Prior art keywords
- signal
- wave
- azimuth
- internal
- phase
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- Magnetic Bearings And Hydrostatic Bearings (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は円周上に間隔配置した無指向性アンテ
ナを順次に切替えて走査しながら電波を受信する
ことにより得られる受信信号中の前記切替えによ
り生ずる位相変化の位相差を検出した信号にもと
づいて方位信号を得る無線方向探知機、つまり、
いわゆる静止形ドツプラ方式に無線方向探知機に
関するものである。
ナを順次に切替えて走査しながら電波を受信する
ことにより得られる受信信号中の前記切替えによ
り生ずる位相変化の位相差を検出した信号にもと
づいて方位信号を得る無線方向探知機、つまり、
いわゆる静止形ドツプラ方式に無線方向探知機に
関するものである。
この種の無線方向探知機の動作原理について説
明すると、 第１図イの如く同一特性を有する多数の無指向
性アンテナA1〜Aoを円周上に等間隔に配置して、
これを第３図に示すようにアンテナの中央に設け
たアンテナ切替走査回路に導き、これを順次切替
え走査して受信機に接続する。
明すると、 第１図イの如く同一特性を有する多数の無指向
性アンテナA1〜Aoを円周上に等間隔に配置して、
これを第３図に示すようにアンテナの中央に設け
たアンテナ切替走査回路に導き、これを順次切替
え走査して受信機に接続する。
しかるとき電波が地平面に対して水平に伝播す
ると仮定すれば、受信信号の位相成分φoは電波
の到来方向とアンテナの相対位置に従つて第(1)式
の如く表わされ、第１図ハのような正弦波的階段
状に変化することになる。
ると仮定すれば、受信信号の位相成分φoは電波
の到来方向とアンテナの相対位置に従つて第(1)式
の如く表わされ、第１図ハのような正弦波的階段
状に変化することになる。
φoπD／λ・cos（nα−θ） ……(1)
Ｄ：アンテナ直径
λ：受信電波の波長
α：隣同志のアンテナ間の角度
θ：基準Ｎに対する到来電波の角度
ｎ：アンテナ素子数（１〜ｎ）
ここでｍ＝πD／λとおき、このｍは変調指数と呼ば
れるもので得られた方位信号の振幅そのものであ
る。
る。
従つて、この受信信号を増幅検波すると第１図
ハのような方位信号が得られるので、基準点Ｎ、
つまり、基準方位からこの方位信号の最大振幅点
（又は零クロス点t1、あるいはt2を求め、これに
90゜を加算又は減算する）迄計数すると電波の到
来方向を測定することが出来ることは特公昭56−
35828により周知のことである。
ハのような方位信号が得られるので、基準点Ｎ、
つまり、基準方位からこの方位信号の最大振幅点
（又は零クロス点t1、あるいはt2を求め、これに
90゜を加算又は減算する）迄計数すると電波の到
来方向を測定することが出来ることは特公昭56−
35828により周知のことである。
こうした原理を用い無線方向探知機において
は、電波が電離層反射を経たものである場合な
ど、方位信号中に雑音信号が含まれて、安定した
測定が行えない場合がある。
は、電波が電離層反射を経たものである場合な
ど、方位信号中に雑音信号が含まれて、安定した
測定が行えない場合がある。
このため、上記の位相差を検出して得られるデ
ータをメモリに記憶して蓄積しておき、方位信号
が三角関数状に変化することを利用して、蓄積し
たデータを三角関数と相関処理し、あるいは統計
処理して不良のデータを検出するとともに、この
不良データに代えて良好と判断されるデータを取
り込むようにして方位表示のための信号の精度を
向上させる手段を設けたものが特開昭56−137169
などにより開示されている。
ータをメモリに記憶して蓄積しておき、方位信号
が三角関数状に変化することを利用して、蓄積し
たデータを三角関数と相関処理し、あるいは統計
処理して不良のデータを検出するとともに、この
不良データに代えて良好と判断されるデータを取
り込むようにして方位表示のための信号の精度を
向上させる手段を設けたものが特開昭56−137169
などにより開示されている。
上記の特開昭56−137169の手段では、不良デー
タを検出するための処理およびこれに代わる良好
なデータの判断などに相当の演算時間を要するた
め、早期に方位測定結果が得られないなどの不都
合がある。
タを検出するための処理およびこれに代わる良好
なデータの判断などに相当の演算時間を要するた
め、早期に方位測定結果が得られないなどの不都
合がある。
このため、方位信号中に雑音の多い場合でも、
比較的短い処理時間で精度の高い方位測定が行え
る簡便な構成によるものの提供が望まれていると
いう課題がある。
比較的短い処理時間で精度の高い方位測定が行え
る簡便な構成によるものの提供が望まれていると
いう課題がある。
本発明は、上記のような
電波の到来方向に関連づけられてSIN波状に変
化する成分（以下、SIN波状変化成分という）を
もつ信号を方位信号として得ることにより、基準
方向に対する前記電波の到来方向を探知する無線
方向探知機において、 上記の到来方向が基準方向にあるときに得られ
る上記の方位信号のSIN状変化成分に対して、
90゜の位相差をもち、かつ、同一周期をもつ信号
を内部信号として得る内部信号手段と、 上記の方位信号の位相をもつ信号と前記内部信
号の位相をもつ信号とを掛算して得られる信号を
掛算信号として得る掛算信号手段と、 上記の掛算信号によつて得られれる信号にもと
づいて、上記の方位信号と内部信号との位相差が
90゜になるように、上記の内部信号の位相を移相
する内部信号移相手段と、 上記の移相の移相量にもとづいて上記の到来方
向を測定する方位測定手段と を設けるなどにより上記の課題を解決し得るよう
にしたものである。
化する成分（以下、SIN波状変化成分という）を
もつ信号を方位信号として得ることにより、基準
方向に対する前記電波の到来方向を探知する無線
方向探知機において、 上記の到来方向が基準方向にあるときに得られ
る上記の方位信号のSIN状変化成分に対して、
90゜の位相差をもち、かつ、同一周期をもつ信号
を内部信号として得る内部信号手段と、 上記の方位信号の位相をもつ信号と前記内部信
号の位相をもつ信号とを掛算して得られる信号を
掛算信号として得る掛算信号手段と、 上記の掛算信号によつて得られれる信号にもと
づいて、上記の方位信号と内部信号との位相差が
90゜になるように、上記の内部信号の位相を移相
する内部信号移相手段と、 上記の移相の移相量にもとづいて上記の到来方
向を測定する方位測定手段と を設けるなどにより上記の課題を解決し得るよう
にしたものである。
以下、実施例を図面により説明する。
第３図の実施例は、電波の方位のほかに、入射
角と電波の発射地点までの距離を求める機能を付
加した無線方向探知機であるので、まず、入射角
と発射地点までの距離の測定原理を説明する。
角と電波の発射地点までの距離を求める機能を付
加した無線方向探知機であるので、まず、入射角
と発射地点までの距離の測定原理を説明する。
よく知られている如く電波は地平面に対して水
平に伝播する地表波伝播と大気上空に存在するイ
オン化大気層いわゆる電離層に反射しながら伝播
する電離層伝播とが存在する。
平に伝播する地表波伝播と大気上空に存在するイ
オン化大気層いわゆる電離層に反射しながら伝播
する電離層伝播とが存在する。
もし、仰角βをもつて上空より到来する電波を
直径Ｄなる円周上に無指向性アンテナを配置した
第１図イのアンテナ群によつて電波を受信すると
第(1)式のアンテナ直径Ｄは見掛上小さくなり、従
つてφoも小さくなりアンテナを切替受信後検波
して得られる第１図ハの方位信号も小さくなる。
直径Ｄなる円周上に無指向性アンテナを配置した
第１図イのアンテナ群によつて電波を受信すると
第(1)式のアンテナ直径Ｄは見掛上小さくなり、従
つてφoも小さくなりアンテナを切替受信後検波
して得られる第１図ハの方位信号も小さくなる。
すなわち第１図ロに於て、電波が水平面に対し
てβなる角度をもつて到来すると、電波の波滅が
A4アンテナに到達してから180゜反対方向にある
Ao-2アンテナに到達する迄の距離、すなわち実
効アンテナ直径D′は D′＝Ｄ・cosβ ……(2) となりcosβに比例して減少することになる。
てβなる角度をもつて到来すると、電波の波滅が
A4アンテナに到達してから180゜反対方向にある
Ao-2アンテナに到達する迄の距離、すなわち実
効アンテナ直径D′は D′＝Ｄ・cosβ ……(2) となりcosβに比例して減少することになる。
従つて仰角を持つて受信された電波のドプラ効
果によつて生ずる位相変化φ′oは φo＝（π／λD′）・cos（nα−θ） ＝（π／λ・Ｄ・cosβ）・cos（nα−θ） ＝ｍ・cosβ・cos（nα−θ） ……(3) (3)式に於ける変調指数m′は m′＝ｍ・cosβ ……(4) となり電波の仰角βの余弦に比例して変調指数
m′が小さくなり、従つて方位変化φ′oも小くなる
ので第１図ハの方位信号の振幅も小さくなる。
果によつて生ずる位相変化φ′oは φo＝（π／λD′）・cos（nα−θ） ＝（π／λ・Ｄ・cosβ）・cos（nα−θ） ＝ｍ・cosβ・cos（nα−θ） ……(3) (3)式に於ける変調指数m′は m′＝ｍ・cosβ ……(4) となり電波の仰角βの余弦に比例して変調指数
m′が小さくなり、従つて方位変化φ′oも小くなる
ので第１図ハの方位信号の振幅も小さくなる。
従つて仰角零、すなわち地表波の電波を受信し
た時の方位信号の振幅ｍを求めてこれを基準値と
してメモリに記憶しておき、仰角βで到来した電
波の方位信号の振幅すなわちm′を測定すれば第
(4)式より電波の仰角βを求めることが出来るので
ある。
た時の方位信号の振幅ｍを求めてこれを基準値と
してメモリに記憶しておき、仰角βで到来した電
波の方位信号の振幅すなわちm′を測定すれば第
(4)式より電波の仰角βを求めることが出来るので
ある。
次に上で求めた仰角により電波発射点を推定す
る原理について説明する。第２図は到来電波の仰
角βと電離層の高さｈによつて距離を推定する原
理図である。
る原理について説明する。第２図は到来電波の仰
角βと電離層の高さｈによつて距離を推定する原
理図である。
円弧Ｐは地球表面、Ｏは地球の中心点、ｒは地
球の半径、Ｓは電波発射点、Ｒは電波受信点、Ｑ
はＳとＲの円弧の長さ、ＹはＳとＲをはさむ角、
ｈは電離層の高さ、βは到来電波の大地に対する
仰角（入射角）であつて、電波がＳ点から発射さ
れて電離層高さＨの点で反射してＲ点で受信した
様子を示している。電離層反射波がＲ点に於て仰
角０で受信される時の電離層高さはH0であり、
電離層高さが高くなつてＨになると電波の仰角は
βとなる。
球の半径、Ｓは電波発射点、Ｒは電波受信点、Ｑ
はＳとＲの円弧の長さ、ＹはＳとＲをはさむ角、
ｈは電離層の高さ、βは到来電波の大地に対する
仰角（入射角）であつて、電波がＳ点から発射さ
れて電離層高さＨの点で反射してＲ点で受信した
様子を示している。電離層反射波がＲ点に於て仰
角０で受信される時の電離層高さはH0であり、
電離層高さが高くなつてＨになると電波の仰角は
βとなる。
従つて電離層反射波の仰角β、電離層の高さ
ｈ、電波発射点Ｓと電波受信点Ｒを地球の中心点
Ｏから見た角度Ｙとの間には、第(5)式のような関
係が存在するのでこれを変形し第(6)式のような関
係が得られる。
ｈ、電波発射点Ｓと電波受信点Ｒを地球の中心点
Ｏから見た角度Ｙとの間には、第(5)式のような関
係が存在するのでこれを変形し第(6)式のような関
係が得られる。
SIN（90゜＋β）／ｒ＋ｈ＝SIN（90゜−β−Ｙ／２／
ｒ……(5) cosβ／ｒ＋ｈ＝cos（β＋Ｙ／２）／ｒ cos（β＋Ｙ／２）＝ｒ／ｒ＋ｈcosβ β＋Ｙ／２＝cos-1〔ｒ／ｒ＋ｈcosβ〕 Ｙ＝2cos-1〔ｒ／ｒ＋ｈcosβ〕−2β ……(6) 更に円弧の長さＱとＳとＲをはさむ角Ｙとの間に
は次の関係がある。
ｒ……(5) cosβ／ｒ＋ｈ＝cos（β＋Ｙ／２）／ｒ cos（β＋Ｙ／２）＝ｒ／ｒ＋ｈcosβ β＋Ｙ／２＝cos-1〔ｒ／ｒ＋ｈcosβ〕 Ｙ＝2cos-1〔ｒ／ｒ＋ｈcosβ〕−2β ……(6) 更に円弧の長さＱとＳとＲをはさむ角Ｙとの間に
は次の関係がある。
Ｑ＝Ｙ／2π・2πr＝Yr
＝２｛cos-1〔ｒ／ｒ＋ｈcosβ〕−β｝ｒ ……(7)
ｒは地球の半径で約6378Km（理料年表による）、
ｈは測定地点で実測された電離層の高さで既知の
値であるからβを求めれば、電波発射点迄の距離
Ｑを求めることが出来るのである。
ｈは測定地点で実測された電離層の高さで既知の
値であるからβを求めれば、電波発射点迄の距離
Ｑを求めることが出来るのである。
次に、装置の実施例を説明する。
図において、
第１図イはアンテナ配置を示す説明図、ロは仰
角βで電波が到来する様子を示す図、ハはアンテ
ナを切替受信して生じた位相変化成分、つまり方
位信号を示す図である。
角βで電波が到来する様子を示す図、ハはアンテ
ナを切替受信して生じた位相変化成分、つまり方
位信号を示す図である。
第２図は電離層反射による電波の仰角と電離層
高さとの関係を示す図、第３図は本発明の１実施
例を示す系統図である。第４図はDAC
（DIGITAL TO ANALOG CONVERTER）の
回路例を、第５図は本発明による周波数補正回路
の１実施例を示す。第６図は第３図に示す位相比
較回路８の詳細を示す図、第７図、第８図は各部
の動作波形図を示す。第９図は電離層高さ300Km
で反射した電波の各仰角に対する方位信号の振幅
m′と電波発射源迄の距離を計算したデータ値と
このデータ値をメモリに記憶するためのメモリ配
置を示す図である。
高さとの関係を示す図、第３図は本発明の１実施
例を示す系統図である。第４図はDAC
（DIGITAL TO ANALOG CONVERTER）の
回路例を、第５図は本発明による周波数補正回路
の１実施例を示す。第６図は第３図に示す位相比
較回路８の詳細を示す図、第７図、第８図は各部
の動作波形図を示す。第９図は電離層高さ300Km
で反射した電波の各仰角に対する方位信号の振幅
m′と電波発射源迄の距離を計算したデータ値と
このデータ値をメモリに記憶するためのメモリ配
置を示す図である。
第３図に於て１は中心に補助アンテナA0を、
又円周上に等間隔に１〜ｎ迄無指向性アンテナを
配置したアンテナ群である。２は基準信号発生回
路でクロツクパルスを発生し、これを分周して各
目的の周期のパルスを発生する。
又円周上に等間隔に１〜ｎ迄無指向性アンテナを
配置したアンテナ群である。２は基準信号発生回
路でクロツクパルスを発生し、これを分周して各
目的の周期のパルスを発生する。
３は前記アンテナ群の中心に設けた各アンテナ
素子を切替えるためのアンテナ切替走査回路でダ
イオードに流れる電流を制御して各アンテナ出力
を順次切替えてその出力を受信機４に接続する。
４は一つの周波数調整用ツマミを操作することに
より、両チヤンネル共に受信周波数を同時に調整
出来るような主受信機、従受信機により構成され
た２チヤンネル受信機で補助アンテナA0の出力
を一方のチヤンネルに、アンテナ切替回路出力を
他方のチヤンネルに接続しそれぞれ増幅する。
素子を切替えるためのアンテナ切替走査回路でダ
イオードに流れる電流を制御して各アンテナ出力
を順次切替えてその出力を受信機４に接続する。
４は一つの周波数調整用ツマミを操作することに
より、両チヤンネル共に受信周波数を同時に調整
出来るような主受信機、従受信機により構成され
た２チヤンネル受信機で補助アンテナA0の出力
を一方のチヤンネルに、アンテナ切替回路出力を
他方のチヤンネルに接続しそれぞれ増幅する。
５はFM成分除去回路と周波数弁別回路よりな
る方位信号検出回路で、主及び従受信機からの出
力をそれぞれ周波数変換し、その出力を混合回路
により更に周波数変換して周波数変化を伴う受信
電波の変調成分を除去して、アンテナ切替にもと
ずくドプラ効果による成分のみを含んだ信号とす
る。
る方位信号検出回路で、主及び従受信機からの出
力をそれぞれ周波数変換し、その出力を混合回路
により更に周波数変換して周波数変化を伴う受信
電波の変調成分を除去して、アンテナ切替にもと
ずくドプラ効果による成分のみを含んだ信号とす
る。
このFM成分除去回路の目的は、周波数変調を
受けた電波を受信するアンテナ切替走査による方
位信号に、もともと電波に附与されている大きな
変調波が重畳して到来電波の方位が定まらなくな
るので、FM成分除去回路を通して安定な方位を
指示させるために用いるのであつて、受信電波が
FM変調を受けていない場合でもこの回路を通す
ことによつて、不都合を生ずることなく目的のア
ンテナ切替走査による信号成分のみを取出すこと
が出来るのである。
受けた電波を受信するアンテナ切替走査による方
位信号に、もともと電波に附与されている大きな
変調波が重畳して到来電波の方位が定まらなくな
るので、FM成分除去回路を通して安定な方位を
指示させるために用いるのであつて、受信電波が
FM変調を受けていない場合でもこの回路を通す
ことによつて、不都合を生ずることなく目的のア
ンテナ切替走査による信号成分のみを取出すこと
が出来るのである。
次にFM成分除去回路の出力を周波数弁別回
路、例えばデイスクリ又はPLL等のような回路
を通して、前記アンテナ切替走査によつて生じた
ドプラ効果による方位信号を検出する。
路、例えばデイスクリ又はPLL等のような回路
を通して、前記アンテナ切替走査によつて生じた
ドプラ効果による方位信号を検出する。
６は周波数補正回路で、周波数に比例してその
振幅が増加する方位信号、すなわち方位信号検出
回路５の出力を入力として受信周波数信号Ｆ１
（複数ビツトで構成されたバイナリデイジタル信
号）によつて周波数が低くなると、周波数補正回
路６の増幅度をあげ方位信号出力ａが周波数に無
関係に常に一定の値となるように動作する。
振幅が増加する方位信号、すなわち方位信号検出
回路５の出力を入力として受信周波数信号Ｆ１
（複数ビツトで構成されたバイナリデイジタル信
号）によつて周波数が低くなると、周波数補正回
路６の増幅度をあげ方位信号出力ａが周波数に無
関係に常に一定の値となるように動作する。
なお第７図ａの方位信号は第１図ハの信号と同
じであるが簡単のため階段的変化を省略し、その
平均のSIN波で表わしてあり、しかも周波数補正
回路を通したことにより周波数に無関係に一定振
幅の信号である。第４図には説明のための一般的
なDAC用の回路例を、又第５図に本発明による
周波数補正回路の１実施例を示す。
じであるが簡単のため階段的変化を省略し、その
平均のSIN波で表わしてあり、しかも周波数補正
回路を通したことにより周波数に無関係に一定振
幅の信号である。第４図には説明のための一般的
なDAC用の回路例を、又第５図に本発明による
周波数補正回路の１実施例を示す。
図に於いて６１は例えばAD7523Jのようなマ
ルチプラインングDAC用ICで、６２は二入力を
持つオペレーシヨナルアンプである。第４図の
DAC用IC６１のデータ入力端子Ｔ１に複数ビツ
ト（例えば８ビツトあるいは12ビツト等）の
DIGTAL信号Ｆ１を加え、基準入力端子Ｔ２
（VREF）にアナログ基準電圧Ｆ２を加えると端
子Ｔ３（RF）には入力F1と入力F2の積F3が出力
するように動作するのでF1が増加すれば出力F3
も増加し、F1、F2、F3の間には次の関係があ
る。
ルチプラインングDAC用ICで、６２は二入力を
持つオペレーシヨナルアンプである。第４図の
DAC用IC６１のデータ入力端子Ｔ１に複数ビツ
ト（例えば８ビツトあるいは12ビツト等）の
DIGTAL信号Ｆ１を加え、基準入力端子Ｔ２
（VREF）にアナログ基準電圧Ｆ２を加えると端
子Ｔ３（RF）には入力F1と入力F2の積F3が出力
するように動作するのでF1が増加すれば出力F3
も増加し、F1、F2、F3の間には次の関係があ
る。
F1×F2＝F3 ……(8)
従つて第５図のように、入力T1には複数ビツ
トの受信周波数DIGITAL信号Ｆ１を入力し、端
子Ｔ３には受信周波数によつて振幅の変化する方
位信号、つまり方位信号検出回路５の出力を加え
ると端子Ｔ２に出力される信号Ｆ２は(8)式により F2＝F3／F1 となる。Ｆ１は受信周波数に比例するDIGITAL
信号であるから、比例常数をｋとすればF1＝k
と表わされる。
トの受信周波数DIGITAL信号Ｆ１を入力し、端
子Ｔ３には受信周波数によつて振幅の変化する方
位信号、つまり方位信号検出回路５の出力を加え
ると端子Ｔ２に出力される信号Ｆ２は(8)式により F2＝F3／F1 となる。Ｆ１は受信周波数に比例するDIGITAL
信号であるから、比例常数をｋとすればF1＝k
と表わされる。
又端子Ｔ３の信号Ｆ３は方位信号で、同様に受
信周波数に比例して振幅が変化するから比例常数
をk′とすればF3＝k′と表わされ、 F2＝F3／F1＝k′／k＝k′／ｋ（一定常数） となり端子Ｔ２には受信周波数に無関係に振幅一
定の方位信号が得られることになる。
信周波数に比例して振幅が変化するから比例常数
をk′とすればF3＝k′と表わされ、 F2＝F3／F1＝k′／k＝k′／ｋ（一定常数） となり端子Ｔ２には受信周波数に無関係に振幅一
定の方位信号が得られることになる。
なお周波数信号Ｆ１の反対極性の信号1が得
られる場合には、第４図の接続とし端子Ｔ２に方
位信号検出回路５の出力を加えれば端子Ｔ３には
周波数に無関係に常に一定な振幅の方位信号が得
られる。
られる場合には、第４図の接続とし端子Ｔ２に方
位信号検出回路５の出力を加えれば端子Ｔ３には
周波数に無関係に常に一定な振幅の方位信号が得
られる。
７はオペアンプとダイオードで構成した両波整
流回路で周波数補正回路６の出力、第７図ａをｂ
のような両波整流信号とすると同時に、ｃのよう
な方位信号ａと周期の一致した矩形波を発生す
る。
流回路で周波数補正回路６の出力、第７図ａをｂ
のような両波整流信号とすると同時に、ｃのよう
な方位信号ａと周期の一致した矩形波を発生す
る。
８は位相比較回路で、第６図のように、内部信
号発生器８１と掛算器８２、半導体スイツチ８
３、ADC（ANALOG TO DIGITAL
CONVERTER）８４、ラツチ回路８５、
EXCLUSIVE OR GATE８６より構成されてい
る。前述してある通り検波した方位信号ａから電
波到来方位を求めるためには、方位信号の最大振
幅点を求め（又は０クロス点を求めこれに90゜を
加算又は減算して方位とする）電波の到来方位と
すれば良いのであるが、方位信号には普通雑音が
多く、そのままでは方位が変動して測定は困難で
ある。
号発生器８１と掛算器８２、半導体スイツチ８
３、ADC（ANALOG TO DIGITAL
CONVERTER）８４、ラツチ回路８５、
EXCLUSIVE OR GATE８６より構成されてい
る。前述してある通り検波した方位信号ａから電
波到来方位を求めるためには、方位信号の最大振
幅点を求め（又は０クロス点を求めこれに90゜を
加算又は減算して方位とする）電波の到来方位と
すれば良いのであるが、方位信号には普通雑音が
多く、そのままでは方位が変動して測定は困難で
ある。
そのため内部信号発生回路を設けて方位信号と
同一周期にSIN波の両波整流波第７図ｅを作り、
この信号と方位信号ｂとを掛算して得られる波形
の面積を求めて平均処理を行い、この結果により
前記内部信号発生回路出力の位相を制御してより
正確で安定な方位を求めることが出来るのであ
る。
同一周期にSIN波の両波整流波第７図ｅを作り、
この信号と方位信号ｂとを掛算して得られる波形
の面積を求めて平均処理を行い、この結果により
前記内部信号発生回路出力の位相を制御してより
正確で安定な方位を求めることが出来るのであ
る。
又、方位信号はいつも第７図ａのような比較的
きれいなSIN波であるとは限らず電波の状況によ
つて複雑な形の波形となり高次高調波を含むよう
になると、もし内部信号として矩形波を用いると
両信号の高調波（例えば３次高調波、５次高調波
等）同志の位相差成分が出力に重畳してくるの
で、内部信号がSIN波（基本波）の時に対して方
位誤差を生ずることになる。このため前述のよう
に、二つの信号の一方、つまり内部信号をSIN
ROMによりSIN波として方位信号と掛算すれば
方位信号の方が高調波を含んだ波形であつても基
本波以外の周波数成分については掛算した結果の
平均値は０となるので、方位誤差に対する影響は
なくなり正しい方位を指示することが出来るので
ある。
きれいなSIN波であるとは限らず電波の状況によ
つて複雑な形の波形となり高次高調波を含むよう
になると、もし内部信号として矩形波を用いると
両信号の高調波（例えば３次高調波、５次高調波
等）同志の位相差成分が出力に重畳してくるの
で、内部信号がSIN波（基本波）の時に対して方
位誤差を生ずることになる。このため前述のよう
に、二つの信号の一方、つまり内部信号をSIN
ROMによりSIN波として方位信号と掛算すれば
方位信号の方が高調波を含んだ波形であつても基
本波以外の周波数成分については掛算した結果の
平均値は０となるので、方位誤差に対する影響は
なくなり正しい方位を指示することが出来るので
ある。
ここで、上記の周波数信号ａと内部信号のSIN
波と信号ｅおよび位相の制御の関係を要約して第
７図により説明すると、電波が基準方位Ｎの方向
から到来したときには、方位信号ａのSIN波状の
信号は第７図ａのθ0に対応するＶの波形になつて
現れ、また、方位信号ａを両波整流波した方位信
号ｂは第７図ｂのＶの波形になつて現れる。
波と信号ｅおよび位相の制御の関係を要約して第
７図により説明すると、電波が基準方位Ｎの方向
から到来したときには、方位信号ａのSIN波状の
信号は第７図ａのθ0に対応するＶの波形になつて
現れ、また、方位信号ａを両波整流波した方位信
号ｂは第７図ｂのＶの波形になつて現れる。
一方、内部信号のSIN波は、最初、方位信号ａ
が電波が基準方位Ｎの方向から到来したときの波
形、つまり、Ｖの波形に対して90゜の位相差をも
つSIN波で発生されるが、この内部信号のSIN波
の両波整流波の信号ｅの波形は第７図ｅのθ0に対
応するＶの波形になつて現れる。
が電波が基準方位Ｎの方向から到来したときの波
形、つまり、Ｖの波形に対して90゜の位相差をも
つSIN波で発生されるが、この内部信号のSIN波
の両波整流波の信号ｅの波形は第７図ｅのθ0に対
応するＶの波形になつて現れる。
電波の到来方向がθ1またはθ2の方向に変化して
方位信号ａがθ1またはθ2に対応するＵまたはＷの
波形になる。
方位信号ａがθ1またはθ2に対応するＵまたはＷの
波形になる。
そこで、信号ｅと方位信号ｂとを掛算して得ら
れる信号の平均値、つまり、後記の第７図ｆ〜ｉ
の波形で説明する信号の平均値の信号を作り、こ
の平均値の信号で内部信号のSIN波の位相を移相
して、方位信号ａのSIN波状の信号と90゜の位相
差になるように制御すると、内部信号のSIN波が
θ1またはθ2に位相点に移ることになり、この間の
位相量、つまり、θ1またはθ2が電波の到来方向な
るわけである。
れる信号の平均値、つまり、後記の第７図ｆ〜ｉ
の波形で説明する信号の平均値の信号を作り、こ
の平均値の信号で内部信号のSIN波の位相を移相
して、方位信号ａのSIN波状の信号と90゜の位相
差になるように制御すると、内部信号のSIN波が
θ1またはθ2に位相点に移ることになり、この間の
位相量、つまり、θ1またはθ2が電波の到来方向な
るわけである。
第６図は本発明の位相比較回路の一実施例を示
す。
す。
８１１はプリセツタダブルアツプダウンバイナ
リカウンタで複数ビツトからなるプリセツト端子
にプリセツト入力Ｆ４を与えてアンテナ走査基準
信号発生回路２より与えられたクロツクCLKに
よりダウン計数し、出力側に複数ビツトのカウン
タ出力が得られる。
リカウンタで複数ビツトからなるプリセツト端子
にプリセツト入力Ｆ４を与えてアンテナ走査基準
信号発生回路２より与えられたクロツクCLKに
よりダウン計数し、出力側に複数ビツトのカウン
タ出力が得られる。
８１２はROM（READ ONLY MEMORY）
でSIN波の半周期又は１周期分が記憶されてお
り、SIN ROMの入力側にプリセツタダブルアツ
プダウンバイナリカウンタ８１２の出力でアドレ
スＬ内部に記憶してあるSIN波ｅの変化をする
DIGITAL信号が得られる。
でSIN波の半周期又は１周期分が記憶されてお
り、SIN ROMの入力側にプリセツタダブルアツ
プダウンバイナリカウンタ８１２の出力でアドレ
スＬ内部に記憶してあるSIN波ｅの変化をする
DIGITAL信号が得られる。
８２は第４図のようなDAC用ICとオペアンプ
で構成した掛算回路で、一方の入力端子に前記
SIN波のDIGITAL信号を与えて、他方の入力端
子に前述した方位信号の両波整流波ｂを加えて両
入力の掛算を行い、第７図ｊのようなアナログ出
力を作り、これを半導体スイツチ８３を通して
ADC８４に入力する。ADC８４はSC（スタート
コンバージヨン）信号の立上りで変換を開始し、
変換終了時にEOC（エンド オブ コンバージヨ
ン）信号を発生し、この信号により半導体スイツ
チを導通させて掛算回路出力第７図ｊをADCの
入力端子に加える。前記SCは円周上に配置した
アンテナを順次切替えて１回転する時間をＴ＝
１／a（a：アンテナ１回転の周波数）、アンテナ の数をｎとすればＴ／ｎ＝１／naの周期のパルスを用 いる。
で構成した掛算回路で、一方の入力端子に前記
SIN波のDIGITAL信号を与えて、他方の入力端
子に前述した方位信号の両波整流波ｂを加えて両
入力の掛算を行い、第７図ｊのようなアナログ出
力を作り、これを半導体スイツチ８３を通して
ADC８４に入力する。ADC８４はSC（スタート
コンバージヨン）信号の立上りで変換を開始し、
変換終了時にEOC（エンド オブ コンバージヨ
ン）信号を発生し、この信号により半導体スイツ
チを導通させて掛算回路出力第７図ｊをADCの
入力端子に加える。前記SCは円周上に配置した
アンテナを順次切替えて１回転する時間をＴ＝
１／a（a：アンテナ１回転の周波数）、アンテナ の数をｎとすればＴ／ｎ＝１／naの周期のパルスを用 いる。
つまり第１図ハの方位信号の振幅の変化が急峻
でない平坦部分の値をAD変換するのである。な
おAD変換が開始されると同時にEOC信号が
“Ｌ”になり、半導体スイツチ８３を断として変
換中にはデーターが変化しないようにする。AD
変換された複数ビツトの出力はラツチ回路８５に
ラツチした後次の回路に転送される。
でない平坦部分の値をAD変換するのである。な
おAD変換が開始されると同時にEOC信号が
“Ｌ”になり、半導体スイツチ８３を断として変
換中にはデーターが変化しないようにする。AD
変換された複数ビツトの出力はラツチ回路８５に
ラツチした後次の回路に転送される。
８６はエクスクルーシブオアゲート
（EXCLUSIVE OR GATE）で方位信号ｂと同
期した矩形波ｃと内部信号の最上ビツト、つまり
プリセツタダブルアツプダウンバイナリカウンタ
８１１の最上ビツト出力ｄ、つまりSIN波と同期
した矩形波の信号を入力として、第７図ｋの極性
信号を出力し、前述のラツチ回路８５の出力と一
諸に次のDIGITAL平均回路９に転送する。
（EXCLUSIVE OR GATE）で方位信号ｂと同
期した矩形波ｃと内部信号の最上ビツト、つまり
プリセツタダブルアツプダウンバイナリカウンタ
８１１の最上ビツト出力ｄ、つまりSIN波と同期
した矩形波の信号を入力として、第７図ｋの極性
信号を出力し、前述のラツチ回路８５の出力と一
諸に次のDIGITAL平均回路９に転送する。
９はメモリを持つたDIGITAL平均回路で、８
の位相比較回路出力を入力として極性信号ｋに応
じて第７図ｊの波形の面積を積算平均する。この
平均結果を一時的に平均回路内のメモリに記憶し
て、これを前記位相比較回路のプリセツタダブル
アツプダウンバイナリカウンタ８１１のプリセツ
ト入力Ｆ４として加え、プリセツタダブルアツプ
ダウンバイナリカウンタの出力信号の位相を進め
又は遅らせて方位信号と内部信号の位相差が互に
90゜になるようにじよじよ位相を動かし、最終的
にｊの波形が対称、つまり１周期の積算結果が０
になる迄制御し安定する。
の位相比較回路出力を入力として極性信号ｋに応
じて第７図ｊの波形の面積を積算平均する。この
平均結果を一時的に平均回路内のメモリに記憶し
て、これを前記位相比較回路のプリセツタダブル
アツプダウンバイナリカウンタ８１１のプリセツ
ト入力Ｆ４として加え、プリセツタダブルアツプ
ダウンバイナリカウンタの出力信号の位相を進め
又は遅らせて方位信号と内部信号の位相差が互に
90゜になるようにじよじよ位相を動かし、最終的
にｊの波形が対称、つまり１周期の積算結果が０
になる迄制御し安定する。
プリセツトした数値は前述のように一時的にメ
モリに積算記憶してあるので、その総和は内部信
号を基準点Ｎ、つまり、基準方位に対応する位相
点から方位信号と90゜の位相差をもつ位相点まで
位相し終えるまでの移相量に相当するものであ
り、結局、基準方位からの電波の到来方位とな
る。これを表示器１２に転送し適当な表示周期に
従つて表示せしめるのである。１１は振幅比較
器、１０はメモリで電波の仰角に対する振幅ｍ，
m′、及び電波発射源迄の距離Ｑのデータを記憶
する。受信した電波の方位信号の振幅m′を測定
し、メモリに記憶してあるｍとにより仰角βの大
きさをその都度計算して求めるのは計算装置を必
要としたり又計算に時間がかかるなど実際的でな
い。又仰角βと基準の振幅ｍと測定した振幅
m′とには第(4)式の関係があるのは前述の通りで
あるが、電離層の高さそのものが大きな広がりを
持つたものであり、又その状態は常に変化してい
るものであるからβをあまりこまかく求めて見て
も意味がないので数度おきに求めるのが実際的で
ある。
モリに積算記憶してあるので、その総和は内部信
号を基準点Ｎ、つまり、基準方位に対応する位相
点から方位信号と90゜の位相差をもつ位相点まで
位相し終えるまでの移相量に相当するものであ
り、結局、基準方位からの電波の到来方位とな
る。これを表示器１２に転送し適当な表示周期に
従つて表示せしめるのである。１１は振幅比較
器、１０はメモリで電波の仰角に対する振幅ｍ，
m′、及び電波発射源迄の距離Ｑのデータを記憶
する。受信した電波の方位信号の振幅m′を測定
し、メモリに記憶してあるｍとにより仰角βの大
きさをその都度計算して求めるのは計算装置を必
要としたり又計算に時間がかかるなど実際的でな
い。又仰角βと基準の振幅ｍと測定した振幅
m′とには第(4)式の関係があるのは前述の通りで
あるが、電離層の高さそのものが大きな広がりを
持つたものであり、又その状態は常に変化してい
るものであるからβをあまりこまかく求めて見て
も意味がないので数度おきに求めるのが実際的で
ある。
従つて仰角０度の時の振幅値ｍをある値、例え
ば2560mV（10進）と定めるとｒは既知であるか
ら本発明の実施例ではｈをある値、例えば300Km
として角βに対する振幅m′及び距離Ｑを計算す
ると第９図のデータ値が得られるので、これを前
記メモリ１０に第９図メモリ配置したように各ア
ドレスごとに記憶しておく。
ば2560mV（10進）と定めるとｒは既知であるか
ら本発明の実施例ではｈをある値、例えば300Km
として角βに対する振幅m′及び距離Ｑを計算す
ると第９図のデータ値が得られるので、これを前
記メモリ１０に第９図メモリ配置したように各ア
ドレスごとに記憶しておく。
電波を測定し方位信号が得られるとその方位信
号の振幅m′と、第９図のメモリ配置に従つてメ
モリ１０に記憶されたm′を順次振幅比較回路に
読出して電波を受信して得られた方位信号の振幅
m′と比較してその値が一致又は一番近い時のβ
及びＱが電離層高さが300Kmの時の仰角及び電波
発射源迄の距離である。例を示せば今電波を受信
した時の方位信号の振幅が2557mVだつたとすれ
ば、第９図のデータ値のm′の値を順々に比較す
ると２番目のm′＝2558mVに最も近いのでこの時
の仰角及び距離はβ＝0002度、Ｑ＝3838Kmとなり
これを読出し次の表示器１２に転送し、電波の到
来方位仰角及び電波発射源迄の距離を同時に瞬間
的に表示せしめるのである。
号の振幅m′と、第９図のメモリ配置に従つてメ
モリ１０に記憶されたm′を順次振幅比較回路に
読出して電波を受信して得られた方位信号の振幅
m′と比較してその値が一致又は一番近い時のβ
及びＱが電離層高さが300Kmの時の仰角及び電波
発射源迄の距離である。例を示せば今電波を受信
した時の方位信号の振幅が2557mVだつたとすれ
ば、第９図のデータ値のm′の値を順々に比較す
ると２番目のm′＝2558mVに最も近いのでこの時
の仰角及び距離はβ＝0002度、Ｑ＝3838Kmとなり
これを読出し次の表示器１２に転送し、電波の到
来方位仰角及び電波発射源迄の距離を同時に瞬間
的に表示せしめるのである。
次に総合動作を説明する。
アンテナA1〜Aoで受信した出力は、アンテナ
走査基準信号発生回路２より得られた切替信号に
よりアンテナ切替走査回路３でアンテナを順次に
切替えて２チヤンネル受信機４の一方のRF入力
へ、又補助アンテナA0の出力は他方のRF入力端
子にそれぞれ加えて増幅し、そのIF出力を方位
信号検出回路５の入力にそれぞれ加える。
走査基準信号発生回路２より得られた切替信号に
よりアンテナ切替走査回路３でアンテナを順次に
切替えて２チヤンネル受信機４の一方のRF入力
へ、又補助アンテナA0の出力は他方のRF入力端
子にそれぞれ加えて増幅し、そのIF出力を方位
信号検出回路５の入力にそれぞれ加える。
二つのIF入力を周波数変換し電波に与えられ
ている周波数変調成分を除去し、アンテナ回転に
よる変調成分のみとした後周波数弁別回路により
方位信号を抽出する。
ている周波数変調成分を除去し、アンテナ回転に
よる変調成分のみとした後周波数弁別回路により
方位信号を抽出する。
この信号は周波数に比例してその振幅が増加す
るので、次の周波数補正回路６を通して周波数情
報Ｆ１により周波数に無関係に常に一定振幅の出
力が得られる。この信号の一部を増幅して第７図
ｃの矩形波信号とし又他の一部を両波整流回路７
により両波整流した第７図ｂの方位信号と共に位
相比較回路８に加える。
るので、次の周波数補正回路６を通して周波数情
報Ｆ１により周波数に無関係に常に一定振幅の出
力が得られる。この信号の一部を増幅して第７図
ｃの矩形波信号とし又他の一部を両波整流回路７
により両波整流した第７図ｂの方位信号と共に位
相比較回路８に加える。
この方位信号ｂとプリセツタブルアツプダウン
バイナリカウンタ８１１、およびSINROM８１
２で得られた第７図ｅの信号を掛算回路８２によ
り掛算すれば第７図ｊのようなアナログ積出力が
得られる。
バイナリカウンタ８１１、およびSINROM８１
２で得られた第７図ｅの信号を掛算回路８２によ
り掛算すれば第７図ｊのようなアナログ積出力が
得られる。
このプリセツタダブルアツプダウンバイナリカ
ウンタのプリセツト入力には次のDIGITAL平均
回路より必要な数値Ｆ４がプリセツトされ、内部
信号出力の位相を前後に進み遅れするように制御
する。
ウンタのプリセツト入力には次のDIGITAL平均
回路より必要な数値Ｆ４がプリセツトされ、内部
信号出力の位相を前後に進み遅れするように制御
する。
掛算回路８２の出力はADC回路８４により
DIGITAL値として前述した極性信号第７図ｋと
共に平均回路に加えて極性信号の符号に従つて、
１周期又は数周期間積算し平均する。
DIGITAL値として前述した極性信号第７図ｋと
共に平均回路に加えて極性信号の符号に従つて、
１周期又は数周期間積算し平均する。
今、第７図ｊの、、、の各区間の面積
を＝A1、＝A2、＝A1、＝A2とすれば、各
区間の面積を極性信号ｋに応じて和と差を取れば ＋＋＋＝２（A1−A2） ……(9) −＋−＝２（A1＋A2） ……(10) となり(9)式は第７図ｊの面積の差すなわち位相誤
差成分であり、(10)式は面積の総和つまり平均の振
幅値となるのである。
を＝A1、＝A2、＝A1、＝A2とすれば、各
区間の面積を極性信号ｋに応じて和と差を取れば ＋＋＋＝２（A1−A2） ……(9) −＋−＝２（A1＋A2） ……(10) となり(9)式は第７図ｊの面積の差すなわち位相誤
差成分であり、(10)式は面積の総和つまり平均の振
幅値となるのである。
従つて方位信号ａ−Ｖと内部信号ｅ−Ｖが全に
90゜位相差の時には、面積A1とA2は等しいので(9)
式の結果は零となり、内部信号の位相もその点で
安定化し基準Ｎからの位相θ0となる。
90゜位相差の時には、面積A1とA2は等しいので(9)
式の結果は零となり、内部信号の位相もその点で
安定化し基準Ｎからの位相θ0となる。
ここで方位信号がａ−Ｕのように変化した瞬間
には内部信号ｄ，ｅの位相は末だ制御されていな
いので、元のままつまりｄ−Ｖ，ｅ−Ｖであるか
ら掛算回路８２の出力は方位信号ｂ−Ｕと内部信
号ｅ−Ｖとの積であるからのような信号とな
り、EXCLUSIVE OR GATEの出力つまりｃ−
Ｕとｄ−Ｖとの積はｇのようになる。又方位信号
がａ−Ｗのように変化した場合には方位が変化し
た瞬間には前述の理由により掛算回路の出力及び
EXCLUSIVE OR GATEの出力はｈ，ｉのよう
になる。
には内部信号ｄ，ｅの位相は末だ制御されていな
いので、元のままつまりｄ−Ｖ，ｅ−Ｖであるか
ら掛算回路８２の出力は方位信号ｂ−Ｕと内部信
号ｅ−Ｖとの積であるからのような信号とな
り、EXCLUSIVE OR GATEの出力つまりｃ−
Ｕとｄ−Ｖとの積はｇのようになる。又方位信号
がａ−Ｗのように変化した場合には方位が変化し
た瞬間には前述の理由により掛算回路の出力及び
EXCLUSIVE OR GATEの出力はｈ，ｉのよう
になる。
この出力を次の平均回路９により１周期又は数
周期間積算し、平均すると方位信号がａ−Ｕの場
合にはの信号を積算するのでその平均値は
（−）となり、又方位信号がａ−Ｗの場合にはｈ
の信号を積算するのでその平均値は（＋）とな
る。
周期間積算し、平均すると方位信号がａ−Ｕの場
合にはの信号を積算するのでその平均値は
（−）となり、又方位信号がａ−Ｗの場合にはｈ
の信号を積算するのでその平均値は（＋）とな
る。
この平均値を前述したプリセツタダブルアツプ
ダウンバイナリカウンタのプリセツト入力端子に
加え、基準Ｎの時点でプリセツトして分周を行う
と、その出力の位相はプリセツト値分だけ前後に
変化する。
ダウンバイナリカウンタのプリセツト入力端子に
加え、基準Ｎの時点でプリセツトして分周を行う
と、その出力の位相はプリセツト値分だけ前後に
変化する。
第８図はプリセツタダブルアツプダウンバイナ
リカウンタのプリセツト入力とカウンタ出力の関
係を示す説明図である。１はプリセツタダブルア
ツプダウンバイナリカウンタの出力の総和を示
し、最大点がカウンタが最大になつたことを示し
ておりカウンタの総和が順次減少し最小点でカウ
ンタの内容が０になつたことを、又２〜４はカウ
ンタの最大ビツト出力を示している。
リカウンタのプリセツト入力とカウンタ出力の関
係を示す説明図である。１はプリセツタダブルア
ツプダウンバイナリカウンタの出力の総和を示
し、最大点がカウンタが最大になつたことを示し
ておりカウンタの総和が順次減少し最小点でカウ
ンタの内容が０になつたことを、又２〜４はカウ
ンタの最大ビツト出力を示している。
今方位信号が第７図ｅ−Ｖの状態で内部信号が
前記方位信号と丁度90゜位相差ｅ−Ｖに制御され
ていたとするとＮの時点で平均回路９で積算した
結果によりプリセツトする数値F4をθ0としてプ
リセツトすればプリセツトバイナリーカウンタの
最大出力ビツトの波形は第８図２のようになる。
前記方位信号と丁度90゜位相差ｅ−Ｖに制御され
ていたとするとＮの時点で平均回路９で積算した
結果によりプリセツトする数値F4をθ0としてプ
リセツトすればプリセツトバイナリーカウンタの
最大出力ビツトの波形は第８図２のようになる。
次に方位信号が第７図ａ−Ｕのように変化した
とすれば、内部信号ｅ−Ｖは末だ制御されていな
いので、方位信号ｂ−Ｕと内部信号ｅ−Ｖの積出
力及びEXCLUSIVE OR GATE８６の出力、つ
まり第７図のｃとｄの積出力である極性信号はそ
れぞれ，ｇとなり、の面積をｇの極性信号に
応じて積算し平均すると結局（−）分が残るの
で、これを前述のメモリに積算しこの合計にθ1を
プリセツタダブルアツプダウンバイナリカウンタ
にＮの時点でプリセツトを行う。その結果カウン
タの出力は第８図１の曲線Ｕのようになりカウン
タの最大出力ビツトは、第８図３のように位相が
じよじよに遅れて最終的には第７図ｄ−Ｕ，ｅ−
Ｕ，ｊ−Ｕ，ｋ−Ｕとなり、最初の時点よりΔθ
だけ位相が遅れ基準Ｎよりθ1の点で安定する。
とすれば、内部信号ｅ−Ｖは末だ制御されていな
いので、方位信号ｂ−Ｕと内部信号ｅ−Ｖの積出
力及びEXCLUSIVE OR GATE８６の出力、つ
まり第７図のｃとｄの積出力である極性信号はそ
れぞれ，ｇとなり、の面積をｇの極性信号に
応じて積算し平均すると結局（−）分が残るの
で、これを前述のメモリに積算しこの合計にθ1を
プリセツタダブルアツプダウンバイナリカウンタ
にＮの時点でプリセツトを行う。その結果カウン
タの出力は第８図１の曲線Ｕのようになりカウン
タの最大出力ビツトは、第８図３のように位相が
じよじよに遅れて最終的には第７図ｄ−Ｕ，ｅ−
Ｕ，ｊ−Ｕ，ｋ−Ｕとなり、最初の時点よりΔθ
だけ位相が遅れ基準Ｎよりθ1の点で安定する。
次に方位信号がａ−Ｗとなつた時は同様動作に
よりΔθだけ位相が進み基準Ｎらθ2の点で安定す
る。このように内部信号ｄ，ｅの位相は方位信号
の位相に追随することになり、プリセツト値F4
の総和が到来電波の方位となる。
よりΔθだけ位相が進み基準Ｎらθ2の点で安定す
る。このように内部信号ｄ，ｅの位相は方位信号
の位相に追随することになり、プリセツト値F4
の総和が到来電波の方位となる。
電波の到来方位が求められると次の時点で前述
の(10)式の積算、つまり区間〜の総和を求め方
位信号の振幅m′を求る。このm′を前述したよう
にメモリ１０の内容と比較してその値が一致又は
１番近い値の時の仰角、電波発射源迄の距離を読
出し方位指示器１２により瞬間的に方位仰角距離
を表示するのである。
の(10)式の積算、つまり区間〜の総和を求め方
位信号の振幅m′を求る。このm′を前述したよう
にメモリ１０の内容と比較してその値が一致又は
１番近い値の時の仰角、電波発射源迄の距離を読
出し方位指示器１２により瞬間的に方位仰角距離
を表示するのである。
普通電離層の高さは送信機から持続時間の短い
インパルス波を一定間隔（例えば1/50（SEC））
で垂直上方に発射し近傍の受信機で直接波と電離
層反射波との時間差をオシロスコープで測定する
のが普通であるが、この値は電離層の平均値であ
る。電離層の幅は一般的には100Km以上にもおよ
ぶ比較的広い幅を持ちこれが時々刻々と変化する
ものである。従つて電離層の高さをあまりこまか
く区切つて測定することは無意味である。
インパルス波を一定間隔（例えば1/50（SEC））
で垂直上方に発射し近傍の受信機で直接波と電離
層反射波との時間差をオシロスコープで測定する
のが普通であるが、この値は電離層の平均値であ
る。電離層の幅は一般的には100Km以上にもおよ
ぶ比較的広い幅を持ちこれが時々刻々と変化する
ものである。従つて電離層の高さをあまりこまか
く区切つて測定することは無意味である。
電離層の高さは普通100Km〜500Kmと言われてい
るので、100Km単位で測定しても充分であるから
地上から500Km位迄の間を100Km単位で区切り、そ
れぞれの電離層について計算した第９図のデータ
値及びメモリ配置を作成しこの値を記憶回路１０
に記憶させ必要な電離層高さを入力して、その電
離層高さに相当する記憶回路の内容を検索照合し
読み出して指示させるのが実際的である。
るので、100Km単位で測定しても充分であるから
地上から500Km位迄の間を100Km単位で区切り、そ
れぞれの電離層について計算した第９図のデータ
値及びメモリ配置を作成しこの値を記憶回路１０
に記憶させ必要な電離層高さを入力して、その電
離層高さに相当する記憶回路の内容を検索照合し
読み出して指示させるのが実際的である。
具体的にはアンテナの近傍から小型発振器によ
り電波を発射して受信し、その時の方位信号の振
幅を基準値ｍつまり本実施例では2560mVに合せ
るだけでよく調整も極めて簡単である。なおこの
基準値ｍはADC８４が飽和しない範囲で自由に
選定出来る。
り電波を発射して受信し、その時の方位信号の振
幅を基準値ｍつまり本実施例では2560mVに合せ
るだけでよく調整も極めて簡単である。なおこの
基準値ｍはADC８４が飽和しない範囲で自由に
選定出来る。
又第３図の６以降の信号処理を特別の関数発生
器を用いてアナログ的に行うことも可能である
が、デジタル化したうえで、デジタルマイクロコ
ンピユータ等を用いて行うのが実際的である。
器を用いてアナログ的に行うことも可能である
が、デジタル化したうえで、デジタルマイクロコ
ンピユータ等を用いて行うのが実際的である。
本発明によれば、方位信号ａのSIN波と内部信
号のSIN波とは90゜の位相差をもたせているため、
結果的には、SIN波とCOS波との掛算結果によつ
て電波の到来方位が求められてることになり、雑
音信号による高調波成分が除去されて、方位信号
ａの基本波成分の位相点が電波の到来方位として
求まることになるので、精度の高い測定が行え
る。
号のSIN波とは90゜の位相差をもたせているため、
結果的には、SIN波とCOS波との掛算結果によつ
て電波の到来方位が求められてることになり、雑
音信号による高調波成分が除去されて、方位信号
ａの基本波成分の位相点が電波の到来方位として
求まることになるので、精度の高い測定が行え
る。
また、方位信号ａと内部信号方位信号ａと内部
信号のSIN波とが90゜の位相差になる点を、信号
ｅと方位信号ｂとを掛算して得られる信号により
制御して求めているので、結果的には、第７図ｊ
のＶ・Ｕ・Ｗの波形になる点を求めることにな
り、この点では、信号Ｊの波形を平均値した信号
は常に０になるため、必然的に、上記の90゜の位
相差の点に移相するように制御が行えるという特
長がある。
信号のSIN波とが90゜の位相差になる点を、信号
ｅと方位信号ｂとを掛算して得られる信号により
制御して求めているので、結果的には、第７図ｊ
のＶ・Ｕ・Ｗの波形になる点を求めることにな
り、この点では、信号Ｊの波形を平均値した信号
は常に０になるため、必然的に、上記の90゜の位
相差の点に移相するように制御が行えるという特
長がある。
第１図イはアンテナの配置を示す図、ロは仰角
βで電波が到来する様子を示す図、ハはアンテナ
を切替受信して生じた位相変化成分を示す波形図
である。第２図は電離層反射による電波の仰角の
説明図、第３図は本発明の１実施例を示す系統
図、第４図はDAC（DIGITAL TO ANALOG
CONVERTER）の回路例を、第５図は本発明に
よる周波数補正回路の１実施例を示す。第６図は
位相比較回路の詳細説明図、第７図、第８図は各
部の動作波形図を示す。第９図は仰角に対する振
幅m′及び電波発射源迄の距離を計算したデータ
値とこの結果を記憶回路に記憶させるためのアド
レス配置を示す。 １：アンテナ群、２：アンテナ走査基準信号発
生回路、３：アンテナ切替走査回路、４：受信
機、５：方位信号検出回路、６：周波数補正回
路、７：両波整流回路、８：位相比較回路、９：
DIGITAL平均回路、１０：記憶回路、１１：振
幅比較回路、１２：方位指示器、Ｆ１：受信周波
数デジタル信号、Ｆ２：ADC用ICの端子の信
号、Ｆ３：ADC用ICの端子の信号、Ｆ４：プ
リセツタブルアツプダウンカウンタ８１１へのプ
リセツト数値、Ｄ：アンテナ直径、Ｎ：基準（真
北）、D′：実効アンテナ直径、β：到来電波の大
地に対する仰角（入射角）、ｒ：地球の半径（約
6387Km）、Ｏ：地球の中心点、ｈ：電離層の高さ、
Ｓ：電波発射点、Ｒ：電波受信点、Ｙ：電波発射
点Ｓと電波受信点Ｒをかこむ角、Ｐ：地球表面、
Ｑ：円弧Ｓ・Ｒの距離、ｍ：変調指数。
βで電波が到来する様子を示す図、ハはアンテナ
を切替受信して生じた位相変化成分を示す波形図
である。第２図は電離層反射による電波の仰角の
説明図、第３図は本発明の１実施例を示す系統
図、第４図はDAC（DIGITAL TO ANALOG
CONVERTER）の回路例を、第５図は本発明に
よる周波数補正回路の１実施例を示す。第６図は
位相比較回路の詳細説明図、第７図、第８図は各
部の動作波形図を示す。第９図は仰角に対する振
幅m′及び電波発射源迄の距離を計算したデータ
値とこの結果を記憶回路に記憶させるためのアド
レス配置を示す。 １：アンテナ群、２：アンテナ走査基準信号発
生回路、３：アンテナ切替走査回路、４：受信
機、５：方位信号検出回路、６：周波数補正回
路、７：両波整流回路、８：位相比較回路、９：
DIGITAL平均回路、１０：記憶回路、１１：振
幅比較回路、１２：方位指示器、Ｆ１：受信周波
数デジタル信号、Ｆ２：ADC用ICの端子の信
号、Ｆ３：ADC用ICの端子の信号、Ｆ４：プ
リセツタブルアツプダウンカウンタ８１１へのプ
リセツト数値、Ｄ：アンテナ直径、Ｎ：基準（真
北）、D′：実効アンテナ直径、β：到来電波の大
地に対する仰角（入射角）、ｒ：地球の半径（約
6387Km）、Ｏ：地球の中心点、ｈ：電離層の高さ、
Ｓ：電波発射点、Ｒ：電波受信点、Ｙ：電波発射
点Ｓと電波受信点Ｒをかこむ角、Ｐ：地球表面、
Ｑ：円弧Ｓ・Ｒの距離、ｍ：変調指数。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電波の到来方向に関連づけられてSIN波状に
変化する成分（以下、SIN波状変化成分という）
をもつ信号を方位信号として得ることにより、基
準方位に対する前記電波の到来方向を探知する無
線方向探知機（以下、装置という）であつて、 ａ 前記到来方向が前記基準方位にあるときに得
られる前記方位信号のSIN状変化成分に対し
て、90゜の位相差をもち、かつ、同一周期をも
つ信号を内部信号として得る内部信号手段と、 ｂ 前記方位信号の位相をもつ信号と前記内部信
号の位相をもつ信号とを掛算して得られる信号
を掛算信号として得る掛算信号手段と、 ｃ 前記掛算信号によつて得られる信号にもとづ
いて、前記方位信号と前記内部信号との位相差
が90゜になるように、前記内部信号の位相を移
相する内部信号移相手段と、 ｄ 前記移相の移相量にもとづいて前記到来方向
を測定する方位測定手段と を具備することを特徴とする装置。 ２ 特許請求の範囲第１項の装置であつて、 ａ 前記SIN波状変化成分をもつ信号を、円周上
に等間隔配置した無指向性アンテナを順次に切
替えて走査しながら電波を受信して得られる受
信信号中の前記切替によつて生ずる位相変化を
検出した信号にもとづいて得る方位信号手段
と、 ｂ 前記掛算信号の平均値の信号によつて、前記
内部信号の位相を移相する内部信号移相手段と を具備することを特徴とする装置。 ３ 円周上に等間隔配置した無指向性アンテナを
順次に切替えて走査しながら電波を受信して受信
信号を得るとともに、前記切替えによつて生じた
前記受信信号中の位相変化により前記電波の到来
方向に関連づけられてSIN波状に変化する成分
（以下、SIN波状変化成分という）をもつ信号を
方位信号として得ることにより、前記方位信号に
もとづいて基準方位に対する前記電波の到来方向
を探知する無線方向探知機（以下、装置という）
であつて、 ａ 前記方位信号の両波整流信号を両波整流方位
信号として得る方位信号両波整流手段と、 ｂ 前記基準方位に対応する位相をもち、前記
SIN状変化成分の周期と同一周期をもつSIN波
状信号（以下、内部信号という）の両波整流信
号を両波整流内部信号として得る内部信号両波
整流手段と、 ｃ 前記両波整流方位信号と前記両波整流内部信
号とを掛算した信号にもとづいて前記両波整流
方位信号の振幅値と前記内部信号の振幅値の掛
算値をデイジタル値にした振幅掛算値信号を得
る掛算手段と、 ｄ 前記方位信号の極性と極性が対応し、かつ、
前記方位信号と同期した矩形波の信号を方位矩
形波信号として得る方位矩形波信号手段と、 ｅ 前記内部信号の極性と極性が対応し、かつ、
前記内部信号と同期した矩形波の信号を内部矩
形波信号として得る内部矩形波信号手段と、 ｆ 前記方位矩形波信号と前記内部矩形波信号と
を掛算して各前記極性にもとづいて定まる正負
の極性の区間をもつ信号を極性信号として得る
極性信号手段と、 ｇ 前記周期の整数周期分に亙る振幅掛算値信号
のデイジタル値を各前記区間ごとに前記正負の
値にして積算した積算平均値の信号を積算平均
信号として得る積算平均信号手段と ｈ 前記積算平均信号にもとづいて前記方位信号
と前記内部信号との位相差が90゜になり、かつ、
前記積算平均値が０になるように、前記内部信
号の位相を移相する内部信号移相手段と、 ｉ 前記移相の間に得られる前記積算平均値を積
算した総和の値にもとづいて前記到来方向の測
定値を得る方位測定手段と を具備することを特徴とする装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8869089A JPH01308984A (ja) | 1989-04-08 | 1989-04-08 | 無線方向探知機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8869089A JPH01308984A (ja) | 1989-04-08 | 1989-04-08 | 無線方向探知機 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25221683A Division JPS60143793A (ja) | 1983-12-29 | 1983-12-29 | 無線方向探知方法およびその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01308984A JPH01308984A (ja) | 1989-12-13 |
| JPH0429029B2 true JPH0429029B2 (ja) | 1992-05-15 |
Family
ID=13949836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8869089A Granted JPH01308984A (ja) | 1989-04-08 | 1989-04-08 | 無線方向探知機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01308984A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59206786A (ja) * | 1983-05-11 | 1984-11-22 | Koden Electronics Co Ltd | 無線方向探知機 |
-
1989
- 1989-04-08 JP JP8869089A patent/JPH01308984A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01308984A (ja) | 1989-12-13 |
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