JPH0131809B2 - - Google Patents
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- JPH0131809B2 JPH0131809B2 JP58142920A JP14292083A JPH0131809B2 JP H0131809 B2 JPH0131809 B2 JP H0131809B2 JP 58142920 A JP58142920 A JP 58142920A JP 14292083 A JP14292083 A JP 14292083A JP H0131809 B2 JPH0131809 B2 JP H0131809B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 16
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 4
- 239000003550 marker Substances 0.000 description 4
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
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- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
- H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
- H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
- H04J11/003—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the transmitter
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、互いに時間的直交関係の保たれてい
る複数個の並列チヤネルを用いてデータ伝送をお
こなう直交多重並列データ伝送系に関わり、特に
この受信部の自動等化器による並列チヤネル間の
並列同期方式に関わる。
る複数個の並列チヤネルを用いてデータ伝送をお
こなう直交多重並列データ伝送系に関わり、特に
この受信部の自動等化器による並列チヤネル間の
並列同期方式に関わる。
直交多重並列データ伝送方式は、一定の帯域内
にスペクトラム重なりの許容された複数個の並列
チヤネルを配する事により理想ナイキスト伝送に
極めて近い高能率データ伝送を可能にする方式と
して一般に知られている。このような理論限界に
迫る高能率データ伝送系は、近年のデイジタル伝
送需要の増大と相埃つて、益々、その重要性を増
して来ている。
にスペクトラム重なりの許容された複数個の並列
チヤネルを配する事により理想ナイキスト伝送に
極めて近い高能率データ伝送を可能にする方式と
して一般に知られている。このような理論限界に
迫る高能率データ伝送系は、近年のデイジタル伝
送需要の増大と相埃つて、益々、その重要性を増
して来ている。
この種の並列データ伝送方式では、一般に、並
列チヤネル間の同期法が問題となつていた。即ち
送信側にて設定した各チヤネル間の時間関係が受
信側にてずれると、例えば直列系の原情報を直並
列変換して伝送し受信側にて並直列変換を施す事
により原情報を得るといつたデータ伝送形体が不
可能となるなど、その汎用性に重大な支障を来た
す。
列チヤネル間の同期法が問題となつていた。即ち
送信側にて設定した各チヤネル間の時間関係が受
信側にてずれると、例えば直列系の原情報を直並
列変換して伝送し受信側にて並直列変換を施す事
により原情報を得るといつたデータ伝送形体が不
可能となるなど、その汎用性に重大な支障を来た
す。
こうした並列チヤネル間の並列同期を確保する
方法として、従来、パイロツトパルス方式と初期
計算法とが知られている。パイロツトパルス方式
は並列データ系列の各々に同期情報としてマーカ
ーシンボルを周期的に挿入し、受信側では、この
マーカーシンボルを各チヤネルにて検出すると共
に、その時間位置を論理的に調整する方法であ
る。しかしながら、この方法では、マーカーシン
ボルを挿入するためマーカー周期内で必ず１シン
ボルの情報損失があることになり、特に直交多重
並列データ伝送系のめざす高能率伝送という主旨
に反する。
方法として、従来、パイロツトパルス方式と初期
計算法とが知られている。パイロツトパルス方式
は並列データ系列の各々に同期情報としてマーカ
ーシンボルを周期的に挿入し、受信側では、この
マーカーシンボルを各チヤネルにて検出すると共
に、その時間位置を論理的に調整する方法であ
る。しかしながら、この方法では、マーカーシン
ボルを挿入するためマーカー周期内で必ず１シン
ボルの情報損失があることになり、特に直交多重
並列データ伝送系のめざす高能率伝送という主旨
に反する。
また、従来の第２の方法である初期計算法は、
所望のデータ伝送に先立ち、予め定められた並列
シンボルパターンを送信し、受信された並列パタ
ーンと基準の並列パターンとの照合を行なうこと
により、伝送路の伝送特性を計算し、その逆特性
を受信信号に作用させることにより、並列同期を
確保せんとするものである。しかしながら、この
方法では、伝送特性の計算、逆特性の計算が複雑
であるという欠点がある上に、伝送特性を計算す
る上での周波数分解能に限界があり、たとえ、計
算された逆特性を受信信号に作用させても、いわ
ゆる受信アイが充分開かない欠点がある。即ち、
いま、伝送帯域をＢとし、並列分割チヤネル数を
Ｎ、各チヤネルのボーレートをfoとすると、上記
計算の周波数分解能はＢ／Ｎであり、一般に直交
多重並列データ伝送の場合Ｂ／Ｎは略々foに等し
いから、結局、fo間隔の周波数分解能しか得られ
ない。ところが、各チヤネルの受信アイを充分開
けるためにはfo／10程度の分解能を要する。この
問題を解決するには、並列シンボル数フレーム分
（これを１ブロツクと呼ぶことにする）にわたる
並列シンボルパターンを基準パターンとして設定
せねばならず、前記計算が更に複雑化する上に、
新たにブロツク同期をとる必要が生ずる。また、
受信側にて長時間に亘る並列基準パターンを格納
しておかねばならず多大なメモリを要する。
所望のデータ伝送に先立ち、予め定められた並列
シンボルパターンを送信し、受信された並列パタ
ーンと基準の並列パターンとの照合を行なうこと
により、伝送路の伝送特性を計算し、その逆特性
を受信信号に作用させることにより、並列同期を
確保せんとするものである。しかしながら、この
方法では、伝送特性の計算、逆特性の計算が複雑
であるという欠点がある上に、伝送特性を計算す
る上での周波数分解能に限界があり、たとえ、計
算された逆特性を受信信号に作用させても、いわ
ゆる受信アイが充分開かない欠点がある。即ち、
いま、伝送帯域をＢとし、並列分割チヤネル数を
Ｎ、各チヤネルのボーレートをfoとすると、上記
計算の周波数分解能はＢ／Ｎであり、一般に直交
多重並列データ伝送の場合Ｂ／Ｎは略々foに等し
いから、結局、fo間隔の周波数分解能しか得られ
ない。ところが、各チヤネルの受信アイを充分開
けるためにはfo／10程度の分解能を要する。この
問題を解決するには、並列シンボル数フレーム分
（これを１ブロツクと呼ぶことにする）にわたる
並列シンボルパターンを基準パターンとして設定
せねばならず、前記計算が更に複雑化する上に、
新たにブロツク同期をとる必要が生ずる。また、
受信側にて長時間に亘る並列基準パターンを格納
しておかねばならず多大なメモリを要する。
本発明は、直交多重並列データ伝送系の特質を
生かし、従来方式のかくの如き欠点を解消する直
交多重信号の並列同期方式を提供することを目的
とする。
生かし、従来方式のかくの如き欠点を解消する直
交多重信号の並列同期方式を提供することを目的
とする。
即ち、本発明によれば、所望のデータ伝送に先
立ち、予め定められた基準チヤネルを通してラン
ダムデータ系列を送信すると共に、基準チヤネル
以外のチヤネルを通して該ランダムデータ系列を
所定シンボル数だけ遅延させたデータ系列を送信
し、受信側では、基準チヤネルに対する自動等化
器には通常の自己学習形の適応動作を行わしめ、
他のチヤネルに対する自動等化器には、前記基準
チヤネルに対する自動等化器にて得られるランダ
ムデータ系列を予め既知の所定シンボル数だけ遅
延させたデータ系列を基準データとして与え、謂
る教師付の適応動作を行わしめることにより、並
列同期を確立する、直交多重信号の並列同期方式
が得られる。
立ち、予め定められた基準チヤネルを通してラン
ダムデータ系列を送信すると共に、基準チヤネル
以外のチヤネルを通して該ランダムデータ系列を
所定シンボル数だけ遅延させたデータ系列を送信
し、受信側では、基準チヤネルに対する自動等化
器には通常の自己学習形の適応動作を行わしめ、
他のチヤネルに対する自動等化器には、前記基準
チヤネルに対する自動等化器にて得られるランダ
ムデータ系列を予め既知の所定シンボル数だけ遅
延させたデータ系列を基準データとして与え、謂
る教師付の適応動作を行わしめることにより、並
列同期を確立する、直交多重信号の並列同期方式
が得られる。
以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。
尚、説明の便宜上、直交多重の形式として特に直
交QAM方式の場合について述べる。直交QAM
方式の原理およびそこで用いられる自動等化器に
ついては例えば1980年１月発行の刊行物「アイイ
ーイーイートランザクシヨンズオンコミユニケー
シヨンズ（IEEE TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS）、Vol.COM−28、No.１」
の第73頁−第83頁記載の論文「アンアナリシスオ
ブオートマチツクエコライザーズフオーマルチプ
レクストキユーエーエムシステムズ（AN
ANALYSIS OF AUTOMATIC
EQUALIZERS FOR ORTHOGONALLY
MULTIPLEXED QAM SYSTEMS）」を参照
されたい。
尚、説明の便宜上、直交多重の形式として特に直
交QAM方式の場合について述べる。直交QAM
方式の原理およびそこで用いられる自動等化器に
ついては例えば1980年１月発行の刊行物「アイイ
ーイーイートランザクシヨンズオンコミユニケー
シヨンズ（IEEE TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS）、Vol.COM−28、No.１」
の第73頁−第83頁記載の論文「アンアナリシスオ
ブオートマチツクエコライザーズフオーマルチプ
レクストキユーエーエムシステムズ（AN
ANALYSIS OF AUTOMATIC
EQUALIZERS FOR ORTHOGONALLY
MULTIPLEXED QAM SYSTEMS）」を参照
されたい。
第１図は、直交多重並列伝送方式の一種である
直交QAM伝送方式における送受信装置の基本構
成例を示すブロツク図である。第１図において、
参照番号１０１乃至１０９は第１乃至第９番目の
複素データ系列が入力される入力端である。ここ
で、第ｋ番目の複素データ系列sk(t)はｋが偶数の
時、その実部データ｛ak,l｝∞ l=-∞およびその虚部デ
ータ｛bk,l｝∞ l=-∞を用いて Sk（ｔ）＝∞ 〓l-∞ ak,lδ（ｔ−lT） ＋ｊ∞ 〓l-∞ bk,lδ（ｔ−Ｔ／２−lT） と表わされ、ｋが奇数の時 ak（ｔ）＝∞ 〓l-∞ ak,lδ（ｔ−Ｔ／２−lT） ＋ｊ∞ 〓l-∞ ＝bk,lδ（ｔ−lT） と表わされる。ここで、δ（ｔ）は理想インパル
ス応答を表わし、Ｔは各並列チヤネルのシンボル
クロツク周期を表わす。また、実部データと虚部
データとの間のＴ／２秒のずれおよび偶数番目チ
ヤネルと奇数番目チヤネルとの間の遅延関係のね
じれは、各並列チヤネル間の時間的直交性を保障
するものである。参照番号１１１乃至１１９は第
１乃至第９番目の複素データ系列に対し各々ベー
スバンド波形成形するためのベースバンドフイル
タであり、その周波数伝達特性Ｇ（ｗ）は、謂る
ルートナイキスト特性（即ちG2（ｗ））がナイキ
スト条件を満たす特性）となつている。Ｇ（ｗ）
の時間応答をｇ（ｔ）とすれば、ｋ番目のベース
バンドフイルタ出力xk（ｔ）は、 で与えられる。参照番号１２１乃至１２９は各々
変調器であつて、各々端子１３１乃至１３９より
供給される複素キヤリアによつて、対応するベー
スバンドフイルタ出力が変調される。ここで第ｋ
番目の複素キヤリア周波数をfkとすると、隣接キ
ヤリアの差分即ちfk−fk-1はちようどボー周波数
１／Ｔに等しく設定されている。参照番号１４０
はこうした変調信号を全て加算して伝送路１５０
に送出する加算回路であつて、伝送路１５０に送
出される信号Ｙ（ｔ）は、 Ｙ（ｔ）＝9 〓k=1 Re｛Xk（ｔ）・e-j2〓fkt｝ で与えられる。ここでRe｛・｝は｛ ｝内複素数
の実数部のみを取り出す演算を表わしている。
又、上式の各項Re｛Xk（ｔ）・e-j2〓fkt｝は第ｋ番
目のQAM信号（直交振幅変調信号）を表わして
おり、従つて送出信号ｙ（ｔ）のスペクトラムは
第２図参照番号２２１乃至２２９に示す如く、第
１番目乃至第９番目のQAM信号を、隣接スペク
トラム重なりを許容しつつ並列配置したスペクト
ラムとなる。再び第１図において、伝送路１５０
を介して受信された信号は参照番号１７１乃至１
７９にて示される復調器に供給される。各復調器
に於いては端子１８１乃至１８９より各々供給さ
れる複素キヤリアを用いて受信信号を各々のベー
スバンド信号に復調する。第ｋ番目の複素キヤリ
アはej2〓fktで表わされる。参照番号１９１乃至１
９９は送信側にて用いているベースバンドフイル
タを同一特性を有するベースバンドフイルタであ
つて、ｇ（ｔ）とｇ（ｔ）との畳み込み積分で得ら
れる関数をｆ（ｔ）とすれば、結局、第ｋ番目ベ
ースバンドフイルタ出力Zk（ｔ）は、伝送路に歪
がない時、 と表わされる。現実の系ではZk（ｔ）は伝送路の
歪を受けるため、参照番号２０１乃至２０９にて
示される自動等化器が必要である。これらの自動
等化器によつてチヤネル間干渉、符号間干渉が全
て等化され、出力端２１１乃至２１９には第１番
目乃至第９番目の複素データが復元され出力され
ることになる。
直交QAM伝送方式における送受信装置の基本構
成例を示すブロツク図である。第１図において、
参照番号１０１乃至１０９は第１乃至第９番目の
複素データ系列が入力される入力端である。ここ
で、第ｋ番目の複素データ系列sk(t)はｋが偶数の
時、その実部データ｛ak,l｝∞ l=-∞およびその虚部デ
ータ｛bk,l｝∞ l=-∞を用いて Sk（ｔ）＝∞ 〓l-∞ ak,lδ（ｔ−lT） ＋ｊ∞ 〓l-∞ bk,lδ（ｔ−Ｔ／２−lT） と表わされ、ｋが奇数の時 ak（ｔ）＝∞ 〓l-∞ ak,lδ（ｔ−Ｔ／２−lT） ＋ｊ∞ 〓l-∞ ＝bk,lδ（ｔ−lT） と表わされる。ここで、δ（ｔ）は理想インパル
ス応答を表わし、Ｔは各並列チヤネルのシンボル
クロツク周期を表わす。また、実部データと虚部
データとの間のＴ／２秒のずれおよび偶数番目チ
ヤネルと奇数番目チヤネルとの間の遅延関係のね
じれは、各並列チヤネル間の時間的直交性を保障
するものである。参照番号１１１乃至１１９は第
１乃至第９番目の複素データ系列に対し各々ベー
スバンド波形成形するためのベースバンドフイル
タであり、その周波数伝達特性Ｇ（ｗ）は、謂る
ルートナイキスト特性（即ちG2（ｗ））がナイキ
スト条件を満たす特性）となつている。Ｇ（ｗ）
の時間応答をｇ（ｔ）とすれば、ｋ番目のベース
バンドフイルタ出力xk（ｔ）は、 で与えられる。参照番号１２１乃至１２９は各々
変調器であつて、各々端子１３１乃至１３９より
供給される複素キヤリアによつて、対応するベー
スバンドフイルタ出力が変調される。ここで第ｋ
番目の複素キヤリア周波数をfkとすると、隣接キ
ヤリアの差分即ちfk−fk-1はちようどボー周波数
１／Ｔに等しく設定されている。参照番号１４０
はこうした変調信号を全て加算して伝送路１５０
に送出する加算回路であつて、伝送路１５０に送
出される信号Ｙ（ｔ）は、 Ｙ（ｔ）＝9 〓k=1 Re｛Xk（ｔ）・e-j2〓fkt｝ で与えられる。ここでRe｛・｝は｛ ｝内複素数
の実数部のみを取り出す演算を表わしている。
又、上式の各項Re｛Xk（ｔ）・e-j2〓fkt｝は第ｋ番
目のQAM信号（直交振幅変調信号）を表わして
おり、従つて送出信号ｙ（ｔ）のスペクトラムは
第２図参照番号２２１乃至２２９に示す如く、第
１番目乃至第９番目のQAM信号を、隣接スペク
トラム重なりを許容しつつ並列配置したスペクト
ラムとなる。再び第１図において、伝送路１５０
を介して受信された信号は参照番号１７１乃至１
７９にて示される復調器に供給される。各復調器
に於いては端子１８１乃至１８９より各々供給さ
れる複素キヤリアを用いて受信信号を各々のベー
スバンド信号に復調する。第ｋ番目の複素キヤリ
アはej2〓fktで表わされる。参照番号１９１乃至１
９９は送信側にて用いているベースバンドフイル
タを同一特性を有するベースバンドフイルタであ
つて、ｇ（ｔ）とｇ（ｔ）との畳み込み積分で得ら
れる関数をｆ（ｔ）とすれば、結局、第ｋ番目ベ
ースバンドフイルタ出力Zk（ｔ）は、伝送路に歪
がない時、 と表わされる。現実の系ではZk（ｔ）は伝送路の
歪を受けるため、参照番号２０１乃至２０９にて
示される自動等化器が必要である。これらの自動
等化器によつてチヤネル間干渉、符号間干渉が全
て等化され、出力端２１１乃至２１９には第１番
目乃至第９番目の複素データが復元され出力され
ることになる。
第３図は、前記自動等化器のうち、特に偶数番
目チヤネルに対するものの構成例を詳細に示した
ブロツク図である。即ち、第３図において、入力
複素信号はＴ／２秒毎に標本化され、その実数部
系列は、レジスタ３００，３０２，３０４に順次
入力される。同様に、虚数部系列はレジスタ３０
１，３０３，３０５に順次入力される。各レジス
タの出力は図示の如く、各々タツプオフされてお
り、タツプ係数発生器３６０，３６２，３６４お
よび３６１，３６３，３６５の出力との間で乗算
器３１０，３１１，３１２，３１３，３１４，３
１５およびアキユムレータ３７０を介して積和演
算が施され、アキユムレータ３７０の出力として
トランスバーサルフイルタ実部出力を得る。同様
にして、アキユムレータ３７１の出力にはトラン
スバーサルフイルタ虚部出力を得る。参照番号３
８０および３８１は各々データ識別回路であつ
て、Ｔ秒毎に実部データ推定部および虚部データ
推定部を各々出力する。加算器３９０および３９
１は、各識別時刻での識別誤差信号を生成しその
信号は、現在のタツプ係数を修正すべく乗算器３
３０，３３１，３３２，３３３，３３４，３３５
および３４０，３４１，３４２，３４３，３４
４，３４５、に供給される。タツプ係数発生器３
６０および３６１は各々、乗算器３３０，３４
１、加算器３５０による相関計算の結果および乗
算器３３１，３４０、加算器３５１による相関計
算の結果により現在のタツプ係数を修正するもの
であつて、その基本構成は、第４図に示す如く、
修正利得設定部４０２、加算器４０３、タツプ係
数レジスタ４０４とより成る一種の積分器で表わ
される。
目チヤネルに対するものの構成例を詳細に示した
ブロツク図である。即ち、第３図において、入力
複素信号はＴ／２秒毎に標本化され、その実数部
系列は、レジスタ３００，３０２，３０４に順次
入力される。同様に、虚数部系列はレジスタ３０
１，３０３，３０５に順次入力される。各レジス
タの出力は図示の如く、各々タツプオフされてお
り、タツプ係数発生器３６０，３６２，３６４お
よび３６１，３６３，３６５の出力との間で乗算
器３１０，３１１，３１２，３１３，３１４，３
１５およびアキユムレータ３７０を介して積和演
算が施され、アキユムレータ３７０の出力として
トランスバーサルフイルタ実部出力を得る。同様
にして、アキユムレータ３７１の出力にはトラン
スバーサルフイルタ虚部出力を得る。参照番号３
８０および３８１は各々データ識別回路であつ
て、Ｔ秒毎に実部データ推定部および虚部データ
推定部を各々出力する。加算器３９０および３９
１は、各識別時刻での識別誤差信号を生成しその
信号は、現在のタツプ係数を修正すべく乗算器３
３０，３３１，３３２，３３３，３３４，３３５
および３４０，３４１，３４２，３４３，３４
４，３４５、に供給される。タツプ係数発生器３
６０および３６１は各々、乗算器３３０，３４
１、加算器３５０による相関計算の結果および乗
算器３３１，３４０、加算器３５１による相関計
算の結果により現在のタツプ係数を修正するもの
であつて、その基本構成は、第４図に示す如く、
修正利得設定部４０２、加算器４０３、タツプ係
数レジスタ４０４とより成る一種の積分器で表わ
される。
第５図は、第３図に示した自動等化器を概念的
にモデル化したブロツク図であつて、参照番号５
０２はトランスバーサルフイルタ部を表わし、参
照番号５０３は識別部を表わし、参照番号５０４
は誤差信号発生部を表わし、参照番号５０５はタ
ツプ係数発生部を表わしている。又、各信号線は
複素信号線であるものとする。以下、本発明によ
る直交多重信号の並列同期方式の説明には第５図
の自動等化器モデルを用いることにする。
にモデル化したブロツク図であつて、参照番号５
０２はトランスバーサルフイルタ部を表わし、参
照番号５０３は識別部を表わし、参照番号５０４
は誤差信号発生部を表わし、参照番号５０５はタ
ツプ係数発生部を表わしている。又、各信号線は
複素信号線であるものとする。以下、本発明によ
る直交多重信号の並列同期方式の説明には第５図
の自動等化器モデルを用いることにする。
さて、本発明においては、伝送帯域のほぼ中央
に位置するチヤネル、例えば第２図の２２５に相
当する第５番目チヤネルが基準チヤネルとして用
いられる。こうして設定された基準チヤネルに対
しては通常伝送歪が極めて小さいため、このチヤ
ネルに対する自動等化器の直前にてアイは充分開
いている。従つて、自動等化器の初期タツプ係数
を中央タツプ実部係数のみ１としておけば、この
自動等化器内の識別出力には初期状態から殆ど誤
り無く正しいデータが得られることになる。従つ
て、この自動等化器は通常の自己学習形の適応動
作にてすみやかに所望の状態に収束することにな
る。本発明は、直交多重並列伝送方式におけるか
くの如き特徴に着目して簡便な構成でしかも短時
間に並列チヤネル間の同期を確立せんとする並列
同期方式を提供するものである。
に位置するチヤネル、例えば第２図の２２５に相
当する第５番目チヤネルが基準チヤネルとして用
いられる。こうして設定された基準チヤネルに対
しては通常伝送歪が極めて小さいため、このチヤ
ネルに対する自動等化器の直前にてアイは充分開
いている。従つて、自動等化器の初期タツプ係数
を中央タツプ実部係数のみ１としておけば、この
自動等化器内の識別出力には初期状態から殆ど誤
り無く正しいデータが得られることになる。従つ
て、この自動等化器は通常の自己学習形の適応動
作にてすみやかに所望の状態に収束することにな
る。本発明は、直交多重並列伝送方式におけるか
くの如き特徴に着目して簡便な構成でしかも短時
間に並列チヤネル間の同期を確立せんとする並列
同期方式を提供するものである。
まず、基準チヤネルとして選ばれた第５番目チ
ヤネルを通じて、第６図の参照番号６００に示す
Ｔ秒毎のランダム複素データ系列C0、C1、……、
C10、……を伝送する。この複素データ系列をＡ
系列と呼ぶ事にする。更に、Ａ系列を所定のシン
ボル数、例えば２シンボル、遅らせた系列をＢ系
列とし、更にこれを２シンボル遅らせた系列をＣ
系列とする。Ｂ、Ｃ系列は、第６図の参照番号６
０１，６０２に示されるものとなる。さて、基準
チヤネル以外のチヤネルにはＡ、Ｂ、Ｃ系列のい
ずれかを割当てて伝送するわけであるが、ここで
注意すべき事は、直交多重並列伝送方式において
は第２図に示すように、一般に隣接チヤネル間に
てスペクトラム重なりが存在する事である。従つ
て例えば、第４番目チヤネルの担うデータと第５
番目チヤネルの担うデータとの間に強い相関があ
ると、第５番目チヤネルに対する自動等化器に自
己学習適応動作をさせた時、真の最適タツプ係数
からずれた係数に収束することになる。こうした
現象を避けるため、Ａ、Ｂ、Ｃ系列の各チヤネル
に対する割当は、例えば第７図に示すように、ど
のチヤネルも上下隣接チヤネルと強い相関を持た
ないよう設定されなければならない。ここで、第
７図は、第２図のスペクトル図に対応したスペク
トル図であつて、参照番号７０１乃至７０９にて
示される第１番目乃至第９番目チヤネルに、系列
Ｂ、Ａ、Ｃ、Ｂ、Ａ、Ｃ、Ｂ、Ａ、Ｃが割当てら
れていることを示す。
ヤネルを通じて、第６図の参照番号６００に示す
Ｔ秒毎のランダム複素データ系列C0、C1、……、
C10、……を伝送する。この複素データ系列をＡ
系列と呼ぶ事にする。更に、Ａ系列を所定のシン
ボル数、例えば２シンボル、遅らせた系列をＢ系
列とし、更にこれを２シンボル遅らせた系列をＣ
系列とする。Ｂ、Ｃ系列は、第６図の参照番号６
０１，６０２に示されるものとなる。さて、基準
チヤネル以外のチヤネルにはＡ、Ｂ、Ｃ系列のい
ずれかを割当てて伝送するわけであるが、ここで
注意すべき事は、直交多重並列伝送方式において
は第２図に示すように、一般に隣接チヤネル間に
てスペクトラム重なりが存在する事である。従つ
て例えば、第４番目チヤネルの担うデータと第５
番目チヤネルの担うデータとの間に強い相関があ
ると、第５番目チヤネルに対する自動等化器に自
己学習適応動作をさせた時、真の最適タツプ係数
からずれた係数に収束することになる。こうした
現象を避けるため、Ａ、Ｂ、Ｃ系列の各チヤネル
に対する割当は、例えば第７図に示すように、ど
のチヤネルも上下隣接チヤネルと強い相関を持た
ないよう設定されなければならない。ここで、第
７図は、第２図のスペクトル図に対応したスペク
トル図であつて、参照番号７０１乃至７０９にて
示される第１番目乃至第９番目チヤネルに、系列
Ｂ、Ａ、Ｃ、Ｂ、Ａ、Ｃ、Ｂ、Ａ、Ｃが割当てら
れていることを示す。
第８図は、本発明による直交多重信号の並列同
期方式の具体的一実施例を示すブロツク図であつ
て、８０１は基準チヤネル複素信号の入力端、８
０２は基準チヤネル以外のチヤネルでＡ系列の伝
送されたチヤネルの複素信号が入力される入力
端、８０３は基準チヤネル以外のチヤネルでＢ系
列の伝送されたチヤネルの複素信号が入力される
入力端、８０４は基準チヤネル以外のチヤネルで
Ｃ系列の伝送されたチヤネルの複素信号が入力さ
れる入力端である。
期方式の具体的一実施例を示すブロツク図であつ
て、８０１は基準チヤネル複素信号の入力端、８
０２は基準チヤネル以外のチヤネルでＡ系列の伝
送されたチヤネルの複素信号が入力される入力
端、８０３は基準チヤネル以外のチヤネルでＢ系
列の伝送されたチヤネルの複素信号が入力される
入力端、８０４は基準チヤネル以外のチヤネルで
Ｃ系列の伝送されたチヤネルの複素信号が入力さ
れる入力端である。
入力端８０１を介して入力された基準チヤネル
複素信号はトランスバーサルフイルタ部８１１に
て、タツプ係数発生部８２１より供給される現在
のタツプ係数を用いて積和計算がなされ、その出
力は識別部８３１に至る。誤差信号発生部８４１
は、トランスバーサルフイルタ部８１１の出力と
識別部８３１の出力との誤差を生成し、この誤差
を小ならしめるべくタツプ係数発生部８２１に対
しタツプ係数修正動作を行なわしめる。一方、入
力端８０２，８０３，８０４等に入力された基準
チヤネル以外のチヤネルの複素信号は、初期状態
において、基準チヤネルに対する相対遅延量が不
確定なので、これらに対する自動等化動作におけ
る識別データとして自己の識別データを用いず基
準チヤネル用自動等化器の識別結果を用いること
になる。例えば、誤差信号発生部８４２に対する
基準データとしては、識別部８３１の出力がセレ
クタ８５２を介して供給される。同様にして誤差
信号発生部８４３，８４４に対する基準データと
してはレジスタ８６０によつて識別部８３１の出
力を２シンボル遅延させたデータ、４シンボル遅
延させたデータがセレクタ８５３，８５４を介し
て各々供給される。こうして、タツプ係数発生部
８２２，８２３，８２４はトランスバーサルフイ
ルタ部８１２，８１３，８１４の出力を識別部８
３２，８３３，８３４にて識別して得られる系列
が各々Ａ系列、Ｂ系列、Ｃ系列となるようタツプ
係数の修正動作を繰返す。こうした教師付学習動
作においては、常に正しい基準データが与えられ
ているのでタツプ修正利得を大きくすることがで
き、従つて、最適タツプ係数への収束は極めて短
時間で完了する。全チヤネルの収束が完了した暁
には、伝送路にて生じたチヤネル毎の遅延のばら
つきは完全に補正され並列同期が確保される。並
列同期確立後の所望のデータ受信は、各セレクタ
８５２，８５３，８５４を自己学習モードに切替
えることによつて行われる。
複素信号はトランスバーサルフイルタ部８１１に
て、タツプ係数発生部８２１より供給される現在
のタツプ係数を用いて積和計算がなされ、その出
力は識別部８３１に至る。誤差信号発生部８４１
は、トランスバーサルフイルタ部８１１の出力と
識別部８３１の出力との誤差を生成し、この誤差
を小ならしめるべくタツプ係数発生部８２１に対
しタツプ係数修正動作を行なわしめる。一方、入
力端８０２，８０３，８０４等に入力された基準
チヤネル以外のチヤネルの複素信号は、初期状態
において、基準チヤネルに対する相対遅延量が不
確定なので、これらに対する自動等化動作におけ
る識別データとして自己の識別データを用いず基
準チヤネル用自動等化器の識別結果を用いること
になる。例えば、誤差信号発生部８４２に対する
基準データとしては、識別部８３１の出力がセレ
クタ８５２を介して供給される。同様にして誤差
信号発生部８４３，８４４に対する基準データと
してはレジスタ８６０によつて識別部８３１の出
力を２シンボル遅延させたデータ、４シンボル遅
延させたデータがセレクタ８５３，８５４を介し
て各々供給される。こうして、タツプ係数発生部
８２２，８２３，８２４はトランスバーサルフイ
ルタ部８１２，８１３，８１４の出力を識別部８
３２，８３３，８３４にて識別して得られる系列
が各々Ａ系列、Ｂ系列、Ｃ系列となるようタツプ
係数の修正動作を繰返す。こうした教師付学習動
作においては、常に正しい基準データが与えられ
ているのでタツプ修正利得を大きくすることがで
き、従つて、最適タツプ係数への収束は極めて短
時間で完了する。全チヤネルの収束が完了した暁
には、伝送路にて生じたチヤネル毎の遅延のばら
つきは完全に補正され並列同期が確保される。並
列同期確立後の所望のデータ受信は、各セレクタ
８５２，８５３，８５４を自己学習モードに切替
えることによつて行われる。
以上説明したように、本発明による直交多重信
号の並列同期方式を用いれば、直交多重伝送系の
高効率性を損わずに簡便で短時間の並列同期確立
が実現される。
号の並列同期方式を用いれば、直交多重伝送系の
高効率性を損わずに簡便で短時間の並列同期確立
が実現される。
第１図は、直交多重伝送系の例として直交
QAM伝送系の送受信装置を示すブロツク図、第
２図は送信直交QAM信号のスペクトル図、第３
図は、直交QAM信号に対する自動等化器の構成
図、第４図は、自動等化器のタツプ係数発生器の
構造を表わす回路図、第５図は、前記自動等化器
をモデル化した概念回路図、第６図は、本発明の
実施例にて用いられるデータ系列を表わしたタイ
ミング図、第７図は、各チヤネルに対するデータ
系列割当を示したスペクトル図、第８図は、本発
明による直交多重信号の並列同期方式の具体的一
実施例を示す回路図である。 図において、１１１−１１９および１９１−１
９９……ベースバンドフイルタ、１２１−１２９
……変調器、１７１−１７９……復調器、２０１
−２０９……自動等化器、２２１−２２９……第
１乃至第9QAM信号スペクトラム、３００，３
０２，３０４および３０１，３０３，３０５……
レジスタ、３１０−３１５，３２０−３２５，３
３０−３３５および３４０−３４５……乗算器、
３７０，３７１……アキユムレータ、３５０−３
５５，３９０，３９１……加算器、３８０，３８
１……識別器、３６０−３６５……タツプ係数発
生器、４０２……修正利得設定部、４０３……加
算器、４０４……タツプ係数レジスタ、５０２，
８１１，８１２，８１３，８１４……トランスバ
ーサルフイルタ部、５０３，８３１，８３２，８
３３，８３４……識別部、５０４，８４１，８４
２，８４３，８４４……誤差信号発生部、５０
５，８２１，８２２，８２３，８２４……タツプ
係数発生部、をそれぞれ示す。
QAM伝送系の送受信装置を示すブロツク図、第
２図は送信直交QAM信号のスペクトル図、第３
図は、直交QAM信号に対する自動等化器の構成
図、第４図は、自動等化器のタツプ係数発生器の
構造を表わす回路図、第５図は、前記自動等化器
をモデル化した概念回路図、第６図は、本発明の
実施例にて用いられるデータ系列を表わしたタイ
ミング図、第７図は、各チヤネルに対するデータ
系列割当を示したスペクトル図、第８図は、本発
明による直交多重信号の並列同期方式の具体的一
実施例を示す回路図である。 図において、１１１−１１９および１９１−１
９９……ベースバンドフイルタ、１２１−１２９
……変調器、１７１−１７９……復調器、２０１
−２０９……自動等化器、２２１−２２９……第
１乃至第9QAM信号スペクトラム、３００，３
０２，３０４および３０１，３０３，３０５……
レジスタ、３１０−３１５，３２０−３２５，３
３０−３３５および３４０−３４５……乗算器、
３７０，３７１……アキユムレータ、３５０−３
５５，３９０，３９１……加算器、３８０，３８
１……識別器、３６０−３６５……タツプ係数発
生器、４０２……修正利得設定部、４０３……加
算器、４０４……タツプ係数レジスタ、５０２，
８１１，８１２，８１３，８１４……トランスバ
ーサルフイルタ部、５０３，８３１，８３２，８
３３，８３４……識別部、５０４，８４１，８４
２，８４３，８４４……誤差信号発生部、５０
５，８２１，８２２，８２３，８２４……タツプ
係数発生部、をそれぞれ示す。
Claims (1)
- １ 互いに時間的直交関係の保たれている複数個
の並列チヤネルを用いてデータ伝送をおこなう直
交多重並列伝送系において前記複数個の並列チヤ
ネル間の同期を確立する直交多重信号の並列同期
方式であつて、送信側においては、データ伝送に
先立ち、予め定められた基準チヤネルを通じてラ
ンダムデータ系列を送信するとともに、基準チヤ
ネル以外のチヤネルを通じて、前記ランダムデー
タ系列を各チヤネルに所定の時間だけ遅延させて
送信し、受信側においては、前記基準チヤネルに
対する自動等化器には、自身のフイルタ出力と自
身の識別データとの差として得られる誤差信号を
小ならしめるべくフイルタタツプ係数を修正する
自己学習動作を行なわしめ、前記基準チヤネル以
外のチヤネルに対する自動等化器には、自身のフ
イルタ出力と前記基準チヤネルに対する自動等化
器にて得られる識別データを前記各チヤネルに所
定の時間だけ遅延させたデータとの差として得ら
れる誤差信号を小ならしめるべくフイルタタツプ
係数を修正する教師付学習動作を行なわしめるこ
とにより、所望のデータ伝送に先立つて複数個の
並列チヤネル間の同期を確立することを特徴とす
る直交多重信号の並列同期方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58142920A JPS6033755A (ja) | 1983-08-04 | 1983-08-04 | 直交多重信号の並列同期方式 |
| US06/637,140 US4621355A (en) | 1983-08-04 | 1984-08-03 | Method of synchronizing parallel channels of orthogonally multiplexed parallel data transmission system and improved automatic equalizer for use in such a transmission system |
| CA000460315A CA1210877A (en) | 1983-08-04 | 1984-08-03 | Method of synchronizing parallel channels of orthogonally multiplexed parallel data transmission system and improved automatic equalizer for use in such a transmission system |
| GB08419857A GB2144604B (en) | 1983-08-04 | 1984-08-03 | Orthogonally multiplexed parallel data transmission system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58142920A JPS6033755A (ja) | 1983-08-04 | 1983-08-04 | 直交多重信号の並列同期方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6033755A JPS6033755A (ja) | 1985-02-21 |
| JPH0131809B2 true JPH0131809B2 (ja) | 1989-06-28 |
Family
ID=15326698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58142920A Granted JPS6033755A (ja) | 1983-08-04 | 1983-08-04 | 直交多重信号の並列同期方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6033755A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5523201B2 (ja) * | 2010-05-21 | 2014-06-18 | 三菱電機株式会社 | デスキュー装置およびデスキュー処理方法 |
-
1983
- 1983-08-04 JP JP58142920A patent/JPS6033755A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6033755A (ja) | 1985-02-21 |
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