JPH01318543A - 直流・直流変換型電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流・直流変換型電源回路（ＤＣ・ＤＣコン
バータ）に関する。

［従来技術］ ＤＣ−ＤＣコンバータの１つの応用例として、バッテリ
ーの様な電源からのＤＣ（直流）電圧を所望のＤＣ電圧
に変換し、そのＤＣ電圧をＤＣ・ＡＣインバータ回路に
よってＡＣ（交流）電圧に変換する所謂ＤＣ−ＡＣイン
バータがある。オシロスコープの様な電子機器は、ＡＣ
電源によって駆動される場合が一般的であるが、商用電
源設備のない場所での測定や、ＡＣ電源との絶縁を要す
る測定などの場合にはバッテリー等によるＤＣ電源駆動
方式が望ましい。このようなＡＣ駆動型の電子機器をＤ
Ｃ電源駆動する為に、ＤＣ−ＡＣインバータが用いられ
る。

第３図は、従来のＤＣ−ＡＣインバータをＡＣ駆動型の
負荷機器に接続した場合のブロック図でアル。ＤＣ−Ａ
Ｃインバータ３は、バッテリー等のＤＣ電圧を所望のＤ
Ｃ電圧に変換する所ｍ　Ｄ　Ｃ・ＤＣコンバータ４と、
ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換するインバータ回路６とによ
り構成されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４は出力コンデンサ５を有し、出
力コンデンサ５に蓄積された電圧がインバータ回路６に
よってＡＣ出力電圧に変換されるように構成されている
。このＤＣ−ＡＣインバータ３を使用するには、先ず、
負荷機器１０の電源スィッチをオンしてから、ＤＣ−Ａ
Ｃインバータ３の電源スィッチをオンする。すると、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ４の中のソフト・スタート回路が働
いて、徐々に出力コンデンサ５を充電し、出力端子８に
出力されるＡＣＮ圧も徐々に立ち上がる。この出力電圧
により負荷機器１０の電源入力回路にある入力コンデン
サ（図示せず）を徐々に充電し、この入力コンデンサの
電圧値が所定値に達すると負荷機器１０が起動される。

しかし、負荷機器１０の電源スィッチを投入する前に、
ＤＣ−ＡＣインバータ３の電源スィッチを投入し、その
後、負荷機器１０の電源スィッチが投入されると、ＤＣ
−ＤＣコンバータ４の出力コンデンサ５は完全に充電さ
れているのに対し、負荷機器１０の入力コンデンサには
電荷が全熱充電されていないので、入力コンデンサは急
激に充電され突入電流が生じる。この結果、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ４の出力コンデンサ５は、急激に放電し、電
圧が急激に低下する。一方、負荷機器１０の入力コンデ
ンサも負荷機器の電源始動回路（図示せず）により放電
され、電圧が低下してしまう。

ＤＣ＝ＤＣコンバータ４の中の制御回路が出力コンデン
サ５の電圧を補償しようとするが、出力コンデンサ５に
充電される電荷は、次々と負荷機器１０の入力コンデン
サに突入電流となって流入する過負荷状態になり、所定
の動作電圧まで回復出来なくなる。この過負荷状態が解
消されるか、或いはＤＣ−ＤＣコンバータの動作を停止
させない限り、出力コンデンサ５の電圧低下の為に過大
な突入電流が流れ続けるので、回路の構成素子を焼損す
る虞が生じるという問題があった。このような場合、例
えばテクトロニクス社製１１０７型のような従来のＤＣ
−ＡＣインバータでは、警報を発生すると共に回路を遮
断するように構成されていた。この時、使用者はＤＣ−
ＡＣインバータの電源スィッチを一旦オフにした後、再
度電源スィッチを所定の手順で投入し直す必要があった
。

［発明が解決しようとする課題］ 以上のような問題は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力コ
ンデンサ５の電圧が急激に低下することが原因なので、
出力コンデンサ５の静電容量を負荷機器１０の入力コン
デンサと比較して充分大きく（例えば１０倍以上に）す
れば、一応解決することができる。しかし、出力コンデ
ンサ５の容量をむやみに大きくすることは、装置の大型
化を招くので望ましくない。更に、最近のマイクロプロ
セッサ（ＭＰＵ）を搭載した電子機器では、測定結果や
測定モードの設定等の情報をメモリに記憶している場合
が多い。この場合、電源スィッチをオフしても最新の測
定情報及び設定情報を保持するように設計されているの
が一般的であるが、−時的な過負荷状態に起因する不安
定な電源供給や、電源供給の瞬断等に起因するリセット
回路の異常動作等の原因によりＭＰＵが暴走し、これら
の情報を失う虞も生じる。

従って、本発明の目的は、最小限の回路を付加するのみ
で、急激な過負荷状態が生じても常に自・動的に再起動
し得る直流・直流変換型電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバー
タ）を提供することである。

本発明の他の目的は、ＭＰＵ搭載の負荷機器に対して、
ＭＰＵの確実な再始動を可能にする電源回路に好適なり
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することである。

［課題を解決する為の手段及び作用］ 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、°出力コンデンサの
電圧の急激な低下を検出すると、予め定めた時間ＤＣ−
ＤＣコンバータの動作を停止する停止回路を有する。こ
の所定時間の停止期間中に、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力コンデンサ及び負荷機器の入力コンデンサの電荷が完
全に放電される。

その後、ＤＣ−ＤＣコンバータが再起動される。

この結果、出力コンデンサの電圧も徐々に立ち上がり、
出力端子に接続された負荷機器の入力コンデンサにも徐
々に電力が供給される。従って、−旦過負荷状態に陥っ
ても、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を所定時間停止した
後に自動的に再始動することにより確実に負荷機器を再
始動させることが出来る。

ＭＰＵを搭載した負荷機器に電力を供給する電源回路に
おいて、不安定な電源動作や電源の短時間の遮断はＭＰ
Ｕの暴走の原因になる。ＭＰＵに付加しているリセット
回路を確実に動作させる為に、例えば１秒程度の停止時
間を上記停止回路の所定停止時間として設定する。これ
により、本発明の電源回路は、負荷機器に内蔵されたＭ
ＰＵの暴走を回避し、何事もなかったかの様に負荷機器
を再起動し得るので、ＭＰＵの暴走による情報損失の虞
がなくなる。

［実施例］ 第１図は、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータを用いた
ＤＣ−ＡＣインバータの１実施例のブロック図である。

第３図に対応する回路要素には同じ参照番号を付してい
る。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１４は、従来のＤＣ
−ＤＣコンバータ４に停止回路１２を付加した構成にな
っている。その他の構成は、第３図の場合と同様である
。入力端子２から供給されたＤＣ入力電圧をＤＣ−ＤＣ
コンバータ４が所定の電圧まで出力コンデンサ５を充電
し、この電圧がインバータ回路６によって所定周波数の
ＡＣ電圧に変換され出力端子８から負荷機器１０に供給
される。負荷機器１０の電源スィッチを先ずオンにした
後にＤＣ−ＡＣインノマータ３の電源スィッチをオンに
すれば、従来と同様にＤＣ−ＤＣコンバータ４のソフト
・スタート回路が働いて、徐々に立ち上がるＡＣ出力電
流によって負荷機器１０の入力コンデンサ（図示せず）
を徐々に充電し、この入力コンデンサの電圧が所定値ま
で達すると負荷機器１０が起動される。次に、先にイン
バータ３の電源スィッチをオンにした後に負荷機器１０
の電源スィッチをオンにすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ
４の出力コンデンサ５が完全に充電された状態の時に負
荷機器１０に接続されるので、負荷機器１０の全く充電
されていない入力コンデンサに突入電流が流れ、出力コ
ンデンサ５の電圧は急激に低下する。この出力コンデン
サ５の急激な電圧低下を停止回路１２が検出すると、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ４の動作が予め定めた期間停止され
る。この期間中に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力コン
デンサ５及び負荷機器１０の入力コンデンサの電荷が完
全に放電されるので、再びＤＣ−ＤＣコンバータ４が起
動されると、ソフト・スタート回路が働いて徐々に出力
コンデンサ５が充電され、徐々に立ち上がるＡＣ出力電
流により負荷機器１０の入力コンデンサが徐々に充電さ
れるので、突入電流は流れない。この結果、負荷機器１
ｏとＤＣ−ＡＣインバータ３の電源スィッチの投入順序
に関係なく負荷機器１０を起動することが出来る。即ち
、所定期間ＤＣ−ＤＣコンバータ４の動作を停止するこ
とにより、常に初期状態からＤＣ−ＡＣインバータ３及
び負荷機器１０を再起動することが出来る。出力コンデ
ンサ５を大容量にすることなく、簡単な停止回路１２を
付加するだけなので、装置の小型化が極めて容易である
。

第２図は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの１実施例の
回路図である。入力端子２から入力したＤＣ電流はフユ
ーズ２０及びスイッチ２２を介してトランス２３の１次
側のコンデンサ２４を充電する。このコンデンサ２４に
充電されたＤＣ電圧はスイッチング用のＦＥＴ（電界効
果トランジスタ）２６の発振によってＡＣに変換され、
トランス２３の２次側に伝えられる。ＦＥＴ２６のスイ
ッチングを制御する制御ＩＣ（集積回路）３０は、所謂
スイッチング・レギュレータの制御用ＩＣとして周知の
ＮＥＣ社製μＰＣ４９４型である。この制御ＩＣ３０は
、三角波発振器、２個の比較器、２個の誤差増幅器、及
び５■の基準電圧源等により構成されており、回路構成
及び動作は当業者には周知であるので、詳細な説明は省
略する。トランス２３の２次側に供給されたＡＣ電流は
２個の整流用ダイオード３２で整流され、チョーク・コ
イル３４及び出力コンデンサ５のＬＣフィルタによって
平滑されてＤＣ出力を出力端子３５に供給する。出力端
子３５は抵抗器３６と２個のゼナー・ダイオード３８の
直列回路を介してフォト・カプラ４０内の発光ダイオー
ド４２のアノードに接続している。フォト・カプラ４０
内のトランジスタ４４のエミッタは、抵抗器４６を介し
て制御ＩＣ３０の１番端子に接続すると共に、抵抗器４
８を介して接地している。出力端子３５から制御■Ｃ３
０の１番端子までの帰還経路により出力電圧が帰還され
、パルス幅制御によりＦＥＴ２６の発振が制御されて出
力コンデンサ５の電圧が一定に保持される。例えば、出
力コンデンサ５の電圧が所定電圧より上昇すれば、制御
ＩＣ３０の電位も上昇し、ＦＥＴ２６を駆動している１
０番端子から出力される制御パルスの幅が狭くなり、出
力コンデンサ５の電圧を低下させように作用する。逆に
、出力電圧が低下すれば、出力コンデンサ５の電圧を上
昇させる方向に作用して出力電圧を一定値に制御する。

Ｉ　Ｃ３０の１番端子及び接地間のコンデンサと抵抗器
の並列回路５０はフォト・カプラ４ｏからのノイズを除
去して動作を安定化する為に設けている。１次側の入力
電圧Ｖｃを抵抗器５２及び５４で分圧した電圧を反転増
幅器５６を介して１６番端子に供給している。これは、
入力電圧Ｖｃが所定の電圧より低下した場合に１６番端
子の電圧を上昇させ、１０番端子からの制御パルスを止
めて回路の動作を停止させる。反転増幅器５６の出力端
子は抵抗器５８を介してトランジスタ６０のベースに接
続している。トランジスタ６０のエミッタは接地され、
コレクタはトランジスタ６２のベースに接続している。

トランジスタ６２のエミッタも接地され、コレクタは抵
抗器６４及び６６を介して入力電圧源Ｖｃに接続し、抵
抗器６４と６６の接続点はトランジスタ６８のベースに
接続している。エミッタを入力電圧源ＶＣに接続し、コ
レクタを制御ＩＣ３０の電源入力端子である１２番端子
に接続したトランジスタ６８は、制御ＩＣ３０に動作電
力を供給する。電源電圧Ｖｃが更に低下した場合には、
反転増幅器５６の出力は上昇し、その結果トランジスタ
６０がオンすると、トランジスタ６２及び６８がオフし
て制御ＩＣへの電源供給を遮断する。これにより、電圧
低下に伴う過大電流により回路が焼損するのを防止して
いる。また、トランジスタ６０のベースと入力電源Ｖｃ
間には抵抗器７０とゼナー・ダイオード７２の直列回路
が挿入されている。Ｖｃがダイオード７２のゼナー電圧
以上に上昇した時、トランジスタ６０をオンして、上述
と同様に制御Ｉ　Ｃ３０への電源供給を遮断する。制御
Ｉ　Ｃ３０の５番及び６番端子に接続されているコンデ
ンサと抵抗器の並列回路７４は、内蔵発振器の発振周波
数を設定する為のもので、本実施例の場合約５ＱＫＨｚ
に調整されている。１４番及び１５番端子の接続点と接
地間に挿入されたコンデンサ７６及び抵抗器７８は、所
謂ソフト・スタートを制御する為の回路である。コンデ
ンサ７６と抵抗器７８の接続点は４番端子に接続されて
いる。１４番端子は、制御ＩＣの５ｖ基準電圧源であり
、電源スィッチ２２の投入時からコンデンサ７６を徐々
に充電し、その充電電流の変化によって４番端子の電圧
を徐々に低下させてソフト・スタート動作を実行させる
。１４番端子お接ｉＬｌ＆’ｆのコンデンサ８０は５ｖ
基準電源の安定化用である。ダイオード８２及び８４は
、入力電源Ｖｃの供給が遮断された時に、コンデンサ７
６の電荷を急速に放電させる為のものである。この放電
電流は、抵抗器８６．８８及び９０を介して接地端に流
れる。コレクタ及びエミッタをＦＥＴ２６のゲート・ソ
ース間に接続したトランジスタ９２は、ベースを抵抗器
８８及び９０の接続点と接続している。ＦＥＴ２６のゲ
ートを発振防止用の抵抗器９４を介して駆動する１０番
端子とトランジスタ９２のベースを抵抗器８８を介して
駆動する８番端子は逆相の制御パルスを発生するので、
ＦＥＴ２６とトランジスタ９２は交互にオンオフを繰返
す。これにより、ＦＥＴ２６がオフの時にトランジスタ
９２がオンしてゲート容量の充電電荷を急速に放電して
ＦＥＴ２６のターンオフ時間を短くする。尚、ＦＥＴ２
６のゲートとソース間の抵抗器９６は、ＦＥＴ２６の保
護用である。

フォト・カプラ４０内のトランジスタ４４のエミッタと
接地間に接続されているコンデンサ９８及び抵抗器１０
０と、これらの接続点及び５ｖ電源間に挿入された抵抗
器１０２とにより微分回路１０３が構成されている。こ
の微分回路１０３の出力端子は単安定マルチバイブレー
タ１０４のクロック端子に接続している。この単安定マ
ルチバイブレーク１０４の出力パルスの幅はコンデンサ
１０６及び抵抗器１０８によって決まり、本実施例では
約１秒間に調整されている。マルチバイブレータ１０４
の出力端子は抵抗器１１０を介してトランジスタ６０の
コレクタに接続している。

出力コンデンサ５の電圧が急激に低下した場合、フォト
・カブラ４０内のトランジスタ４４のエミッタ電圧も急
激に低下し、この電圧変化が微分回路１０３を介して負
方向パルスとして単安定マルチバイブレータ１０４に送
られる。この入力パルスに応じて、マルチバイブレータ
１０４は出力端子を「高」状態から「低」状態に変化さ
せ、「低」状態を約１秒間保持した後に「高」状態に復
帰する。マルチバイブレータ１０４の出力が「低」状態
になると、トランジスタ６２及び６８が共にオフとなり
、制御Ｉ　Ｃ３０への電源電圧の供給が遮断される。こ
の結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作は停止し、出力コ
ンデンサ５及びソフト・スタート用のコンデンサ７６の
電荷は完全に放電されて回路全体が初期状態に戻る。約
１秒後に単安定マルチバイブレータ１０４の出力が「高
」状態に復帰すると、トランジスタ６２及び６８はオン
状態になり、制御Ｉ　Ｃ３０への電源供給が再開される
。

従って、ソフト・スタート回路の働きにより出力コンデ
ンサ５には徐々に電荷が充電されるので、突入電流によ
る急激な出力コンデンサ５の放電を回避することが出来
る。更に、約１秒間の停止期間後に安定した再起動が行
えるので、ＭＰＵ搭載機器に対してもＭＰＵの暴走を招
くことがない。

以上、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータに関して１実
施例に基づいて説明したが、本発明はここに説明した実
施例に限定されるものではなく、必要に応じて様々な変
形、変更及び応用が可能であることは当業者には明らか
である。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を停止す
るには、制御ＩＣ３０の電源供給を停止する他に、コン
デンサ７６を一時的に短絡したり、或いはＦＥＴ２０の
ゲート・ソース間を短絡するようにトランジスタ９０に
制御信号を与えても良い。停止回路を付加するだけなの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成及び制御方式はど
のような方式でも構わない。

本実施例のインバータ回路を除けば、−時的な急激な過
負荷状態を解除して自動的に再起動が可能なりＣ電源と
して種々の応用が可能である。停止回路の停止期間を容
易且つ自由に調整出来るので、種々の負荷機器に容易に
利用し得る。更に、過負荷状態が一時的な原因でない場
合には、停止回路の連続動作の回数が所定回数に達した
時に、ＤＣ・ＤＣコンバータの動作を完全に停止して、
警報を出したり、或いは警告灯を点灯するように構成し
ても良い。

［発明の効果］ 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、出力コンデン
サの急激な電圧低下を検出すると所定時間ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの動作を停止する停止回路を設けるだけで、負
荷機器への瞬間的な突入電流に起因する過負荷状態を解
除して、自動的に再起動することが出来る。更に、電源
スィッチのチャタリングやＤＣ入力電源の接触不良等に
よる瞬断の為に出力コンデンサの電圧が急に低下した場
合でも、安定した再起動を自動的に行える。従って、極
めて簡単な回路構成なので容易に小型化可能な上に、過
大電流から装置を保護すると共に、電源スィッチの投入
を再度行う等の手間を省くことが出来る。また、ＭＰＵ
が搭載された負荷機器に対しては、ＭＰＵのリセット回
路が確実に動作する程度の停止時間を適宜設定すること
により、ＭＰＵの暴走を容易に防止して、記憶情報の損
失を回避し得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の１実施例の応用例を示すブロック図
、第２図は本発明の１実施例の回路図、第３図は、従来
のＤＣ−ＡＣインバータと負荷機器との接続状態を示す
ブロック図である。 ４：ＤＣ−ＤＣコンバータ ５：出力コンデンサ １２：停止回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流入力電圧を受け、出力コンデンサに直流電圧を出力
   する直流・直流変換型電源回路において、上記出力コン
   デンサの電圧の急激な低下を検出した時、上記直流・直
   流変換型電源回路の動作を所定時間停止させる停止回路
   を具えることを特徴とする直流・直流変換型電源回路。