JPH01318560A

JPH01318560A - 高周波電源装置

Info

Publication number: JPH01318560A
Application number: JP63150996A
Authority: JP
Inventors: Akira Nitta; 新田　晃; Toshimitsu Doi; 敏光土井
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 1988-06-17
Filing date: 1988-06-17
Publication date: 1989-12-25
Anticipated expiration: 2012-11-17
Also published as: JP2676790B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、誘導加熱や超音波発振器等の共振周波数を有
する負荷の駆動電源として用いられる高周波電源に関す
るものであり、特に直流電源から高周波を得るインバー
タを構成するスイッチング素子に発生しやすい過渡的な
過負荷を防止する手段を設けたものである。

〔従来の技術］負荷に誘導成分と容量成分とを含むと共振回路を構成す
ることになり、その接続状態から直列共振回路と並列共
振回路とに分れる。電気回路論の公式により、前者の直
列共振回路においては、供給される電源周波数ｆＯが共
振周波数ｆＬにおいて最も負荷インピーダンスが低く、
共振周波数ｆ。

から外れるに従って負荷インピーダンスが高くなるので
、共振周波数に設定した’１ｔｇ１ｆ数が少々ずれても
代荷電流が増加することはない。逆に、並列共振回路に
おいては、共振周波数から外れると負荷インピーダンス
が次第に低くなるために負荷電流が増加し、過負荷状態
に陥いることがある。

一方インパー１を構成するスイッチング素子に流れる電
流に注目すると、つぎのように直列共振回路を有する負
荷でも電源周波数（インバータの動作周波数）によって
大きなピーク電流がスイッチング素子に流れて各素子に
大きな電力損失が発生することがある。

第４図は、上記の現象を説明するために示した従来装置
の例の接続図である。同図において、１は交流電力源で
あり、商用の三相または単相電源が用いられる。２は直
流電源回路であり整流回路と平滑回路とを内蔵している
。３はインバータ回路でありブリッジ接続されたトラン
ジスタ３ａ。

３ｂ、３ｃ、３ｄおよびこれらと逆並列に接続されたダ
イオード３ｅ、３ｆ、３ｇ、３ｈからなる。

インバータ回路３の出力端子には負荷４が接続されてお
り、図において負荷４は容量性成分４ｃおよび誘導性成
分４Ｌによって直列共振回路が構成されている。インバ
ータ回路３と負荷４との間には必要に応じて変圧器が設
けられることもある。

５はインバータ回路３の制御回路であり、その動作周波
数は、基準周波数にて発振する発振′ａ６の出力ｆ、の
位相にインバータ回路３の出力位相に位相検出器７にて
検出した信号ｆｏの位相を一致させるように動作する公
知のＰＬＬ制御系によって定められ、また出力電流は基
準電流設定器８の出力Ｉｒと出力電流検出器９の出力Ｉ
ｆとを比較し差信号へＩ＝Ｉｒ−Ｉｆ　　を得る比較器
１０の出力によって出力パルス幅が制御されるＰＷＭ制
御系によって定まるよう構成されている。

第４図の装置において、インバータ回路の動作周波数ｆ
ｏと負荷４の共振周波数ｆＬとの大小関係とインバータ
回路３を構成するトランジスタに流れる電流との関係を
第５図（ａ）ないしｆｃｌの波形図によって説明する。

なお各波形図においてはインバータ回路３は最大出力時
のものを示しである。

第５図（ｍｌは、ｆｏ＜ｆＬ　即ち負荷４が６緻性を示
すときのインバータ回路３の出力電圧波形ｅｏ、出力電
流波形ｉｏ、トランジスタ３ａ、３ｂに流れる電流１１
およびトランジスタ３ｃ、３ｄに流れる電流１２を時間
軸とともに示しである。同様に第５図（粉はｆｏ＝ｆＬ
のとき、また第５図（ｃｌはｆ。＞ｆい即ち負荷４が誘
導性を示すときの各波形を示す。ｆＱ＜ｆＬのときは、
同図（ａｔに示すように電圧波形の後半においては負荷
４側から波形の前半において導通していたトランジスタ
に逆並列されたダイオードを通って直流電源側に電流が
回生されている。いまトランジスタ３ａ、３ｂが導通し
て時刻ｔ１以降ダイオード３ｅ、３ｆが導通していると
すると、この状態は時刻ｔ２まで継続し、時刻ｔ！にお
いてトランジスタ３ａ、３ｂに代ってトランジスタ３ｃ
、３ｄが導通ずる。このためダイオード３ｅ、３ｆには
逆電圧が印加されて直ちに遮断に向うが、このダイオー
ド３ｅ、３ｆが完全に阻止状態を回復するまでのｔｄの
期間（逆回復時間）は直流電源回路２の出力は、逆回復
電流が流れているために逆方向に導通状態にあるダイオ
ード３ｅ、トランジスタ３ｃおよびトランジスタ３ｄ、
ダイオード３ｆを通して完全短絡となり、これらの素子
に異常に大きな電流が流れる。この現象は導通ずるトラ
ンジスタが反転する毎に発生し、トランジスタやダイオ
ードの損失を大きく増加させることになる。

上記の現象は第５図（ｂｌに示すように同様の理由によ
ってｆｏ＝ｆＬのときにも発生する。

次にｆｏ＞ｆＬとなって電流波形が電圧波形より遅れる
（正確には上記ダイオードの逆回復時間以上に遅れる）
と、電圧の極性反転時にはトランジスタ３ａ、３ｂまた
は３ｃ、３ｄのみが導通しており、次の電圧波形の半波
の前半においては、先の半波において流れていた電流を
維持すべくダイオードを通して電流が直流電源２に回生
きれている。

このとき導通しているダイオードは新しく導通しようと
するトランジスタと逆蛇列接続されているダイオードで
あるので、回生電流の終ｒ時点においてダイオードの逆
回復に時間がかかつても直流電源２は姫路されることは
ない。例えば、先にトランジスタ３ａ、３ｂが導通して
いてトランジスタ３ｃ、３ｄに代ったときには、誘導性
負荷の逆起電力による回生電流は負荷４→ダイオード３
ｈ−直流電源２−ダイオード３ｇを通って流れる。

この回生電流が終了するとダイオード３ｇ、３ｈに並列
接続されているトランジスタ３ｃ、３ｄ（すでに導通信
号が供給されている）を通して直流電源２から負荷４に
向う逆方向の電流が流れ始める。このときトランジスタ
３ａ、３ｂはこれより以前に遮断しているのでダイオー
ド３ｇ、３ｈの逆回復が遅れても何ら問題はない。この
場合はダイオード３ｇ　、３ｈとトランジスタ３ｃ、３
ｄの両方を通って初期電流が流れることになるのでダイ
オード３ｇ、３ｈの逆回復電流は負荷電流の立上りを助
ける方向に作用することになる。

一方、この場合、各トランジスタの遮断時には流れてい
る電流が先の（ａ）　（ｂｌの場合と異なり、相当な値
であるのでこれを遮断するためのターンオフ時損失が発
生する。そしてこのターンオフ時損失は電流位相の遅れ
が大なるほど大きくなる。

第６図は、インバータを構成する各トランジスタに発生
する電力損失とインバータの動作周波数ｆｏとの関係を
示した線図である。同図において（イ）はターンオン時
の発生損失の平均値、（ロ）はターンオフ時の発生損失
の平均値、（ハ）は飽和時発生損失の平均値、（ロ）は
上記（イ）ないしくハ）を総合した全損失である。上述
のようにターンオン時損失は動作周波数ｆｏが共振周波
数ｆ、より少し大きくなるｆ。

＝ｆ！において急速に減少し、以後はほとんど無視し得
る程度となる。これは第５図（ａｌおよび（ｂｌに示し
たようなターンオフ時のピーク電流の発生がこのｆｏ≧
ｆ２においてナクするためである。またターンオフ時損
失はｆｏ≧ｆ２においてはｆｏに略比例する単調増加曲
線であり、ｆ、（ｆＬにおいてはほとんど無視し得る値
となる。ざらに飽和損失はｆ。

＝ｈのときに最も導通期間が長くしかも定電流制御され
ているために波高値は一定に制限されていることがらｆ
ｏ＝ｆＬの両側においてゆるやかに減少する曲線となる
。これら（イ）ないしくハ）を総合した全損失は図のに
）に示すように共振周波数ｆＬ　　より少し高い周波数
のところで最小点を有し、その前後においてかなり急激
に増加する曲線となる。

従来の装置は、上記の通り動作を行うので、直列共振負
荷においてはインバーターの動作周波数を負荷の共振周
波数より若干高く発生損失が最小となるようにＰＬＬ制
ａ糸の動作周波数を定めている。

一方、並列共振負荷においては、動作周波数ｆ。

が共振周波数ｆＬよりずれると負荷電流が急増するので
、ｆｏ＝ｆＬとなるように制御されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の装置は、上記のように動作するので、定常動作中
は発生損失が最小になるように設定された周波数を保っ
て運転される。

しかるに、電源装置の起動時は、ＰＬＬ制御系が目標の
周波数に達するまでに若干の時間がかかり、この過渡的
な期間においては前述のようなスイッチング素子に過電
流が流れたり、損失の増大をもたらすような周波数の頭
載を通過することになる。

ざらに、−度定常運転状態に達した後であっても負荷の
急変、例えば誘導加熱に用いる場合において誘導コイル
と被加熱物との間の距離が急変したり、あるいは加熱の
進行によって磁気変態点を超えたときのように負荷の共
振周波数が急変すると、これを検出して基準発祭器の周
波数を変咀しても、この新しい共振周波数にＰＬＬ　１
ｌｉｌＪ御系が追従して安定するまでの間も起動時と同
様にスイッチング素子にとって危険な状態になる。また
ノイズの混入などによって制御系に何らかの乱れが生じ
たときも同様の状態になる。

上記の問題点を解決する方法として、起動時にインバー
タのＰＷＭ制御系のデユーティを小さくして、出力電流
を小ざい値から次第に目標値まで増大させる。いわゆる
ソフトスタート方式を採用することが考えられている。

しかし、このソフトスタート方式においてもｆｏ＜ｆＬ
の周波数頭域における前述の第５図にて説明したピーク
電流が発生する。Ｔ脂性がある。さらに起動後の外乱に
より目的の最適周波数からずれたときには、ソフトスタ
ート方式では全く解決できないことになる。それ故、こ
れらのすべてを解決するためには、スイッチング素子に
出力電力をはるかに超える大容量のものを使用する以外
に方法がなかった。さらにまた、仮に大容量のスイッチ
ング素子を用いたとしても、従来の装置は出力制御と周
波数制御とを共にインバータ制御回路によって行ってい
たために、両割ａＩ系が相互に干渉を起しやすく、これ
を防止するためには、両制御系のいずれかを主とし、他
を従として従となる方の制御系の応答速度を遅くしたり
利得を低くして干渉を避ける工夫をしなければならず、
このために目的の機能が十分に得られなくなるという欠
点があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、インバータは出力に関係なく一定のデユーテ
ィ　で動作させておき起動時または何らかの原因によっ
てインバータの動作周波数が目標の周波数から外れてい
る間はインバータの電力源となる直流電源の出力電圧を
低い値に制限し、インバータの動作周波数が目標値に一
致している間は直流電源の上記制限を解除するとともに
インバータの出力が所定の値となるように直流電源の出
力、即ちインバータの入力電源を調整することＫよって
上記従来装置の欠点を解決したものである。

〔作用〕

本発明は、インバータの動作周波数が目標から外れてい
る間は電源電圧を低くすることによってインバータを構
成するスイッチング素子の過負荷を防止するとともに、
動作周波数が目標値に達したときには、出力の調整をＰ
ＷＭ制御によってインバータのデユーティを調整するの
ではなく、インバータの入力電源を調整することによっ
て行うようにして、周波数の制御系と出力制御系とを分
離して相互の干渉をなくし、共に最適な応答送度と利得
とに設定可能としたものである。

〔実施例〕

第１図は本発明の実施例を示す接続図である。

同図において１は交流電力源で通常商用交流電源が用い
られる。２は直流電源回路であり、外部からの指令信号
によって出力調整が可能なサイリスタ式または整流用ダ
イオードとトランジスタ等を用いた制御整流回路と出力
平滑回路とから構成される。３はスイッチング素子によ
って構成されたインバータ回路であり、同図の場合はブ
リッジ接続されたトランジスタ３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ
と各トランジスタに逆並列に接続されたダイオード３ｅ
、３ｆ、３ｇ、３ｈから構成されている。４は負荷であ
り、容量性成分４Ｃと誘導性成分４Ｌとが直列に接続さ
れた直列共振回路を構成している。１１は出力周波数制
御回路であり、インバータ３の動作周波数を決定する。

この出力周波数制御回路１１は電流位相検出器１１１、
電圧位相検出器１１２、位相比較器１１３、位相差設定
器１１４、比較器１１５、誤差増幅器１１６、電圧制御
発振器１１７およびロック検出器１１８によって構成さ
れている。

これらの位相検出器、位相比較器、電圧制御発振器等は
、ＰＬＬ制御回路構成用の公知の四路素子を組合せるこ
とによって容易に製作でき、また既製ＰＬＬ用集積回路
を応用すること罠よって簡素化することも可能である。

２１は出力電流制御回路であり、出力電流設定器２１１
、出力周波数制御部１１のロック検出器１１８の出力ｌ
で閉じるアナログスイッチ２１２、比較器２１３　、２
１７、誤差増幅器２１４゜２１８、出力電流検出回路１
４の出力を整流し直流電圧を得る整流回路２１５、初期
電圧設定回路２１６および誤差増幅＃　２１４と２１８
との各出力信号のうちいずれか大なる方の信号を選択的
に出力するための出力クランプ用ダイオード２１９　、
２２０によって構成されている。また１２は直流電源回
路２の出力電圧を検出し出力電流制御回路２１の比較器
２１７に信号ｖｆを出力する第１の電圧検出回路、１３
はインバータ回路３の出力電圧を検出し出力周波数制御
回路１１の電圧位相検出器１１２に供給する第２の電圧
検出回路、１４は負荷電流を検出し、出力周波数制御回
路１１の電流位相検出器１１１および出力電流制御回路
２１の整流回路２１５に供給する出力電流検出回路であ
る。１５は出力電流制御回路２１の出力を受けて直流電
源回路２の出力を制御する直流電源制御回路であり、直
流電源回路２がサイリスタによって交流電源を割線整流
するものであるときにはサイリスタの点弧位相を定める
ための位相制御回路であり、トランジスタを用いるとき
にはベース駆動回路が主要部となる。１６はインバータ
回路３の駆動回路であり、出力周波数制御回路１１の出
力に応じた周期でインバータ回路３を構成するトランジ
スタ３ａ、３ｂまたは３ｃ、３ｄを交互に導通させるた
めのインバータ駆動信号を出力する。

第１図の装置において図示を省略した起動回路から起動
指令信号が駆動回路１６に供給されるまでは、インバー
タ回路３は動作を休止しており、第２の電圧検出回路１
３および出力電流検出回路１４は何ら出力を発生しない
から出力周波数ｍｓ回路１１は非制御の状態にあり、ロ
ック検出器１１８はロック信号ｌを発生しない。それ故
出力電流制御回路２１のアナログスイッチ２１２は開い
たままであり、出力電流検出回路１４の出力を整流した
整流回路２１５の出力Ｉｆも零であるから誤差増幅器２
１４も出力を発生しない。一方、直流電源回路２の出力
電圧ＶＯＣは第１の電圧検出回路１２によって検出され
て信号■ｆとなり、出力電流制御回路２１の比較器２１
７において初期電圧設定器２１６の出力Ｖｒと比較され
て差信号△Ｖ＝Ｖｒ−Ｖ（となり、誤差増幅器２１８に
て適宜増幅されて信号ａ！となり直流電源制御回路１５
に供給される。この結果、直流Ｗｌ源回路２は初期電圧
設定回路２１６の設定値Ｖｒに対応した電ＦＥｖｌ）ｃ
を出力することになる。ここで初期電圧設定回路２１６
の設定値ｖｒは比較的低い電圧に設定しておく。

次に駆動回路１６に起動指令信号が供給されると非制御
状態で自走発振している電圧制御発振器１１７の出力に
よって駆動回路１６はインバータ回路３のトランジスタ
３ａないし３ｄに駆動信号を供給し始める。この結果イ
ンバータ回路３は動作を始め出力電圧ｖｏを生じ負荷４
に電流１ｏを供給し始める。この始動時においては出力
周波数制御回路１１は非制御の状態から始まるので、イ
ンバータ回路３の出力周波数は負荷４の共振周波数から
外れた周波数になっている可能性が高い。このためにロ
ック検出器１１８はロック信号ｌを発生せず、アナログ
スイッチ２１２は開いたままとなって、起＃ｌ萌と同様
に初期電圧設定器２１６の設定値Ｖｒに対応した低い電
圧になるように直流電源回路２が制御される。この状態
で第２の電圧検出回路１３および出力電流検出回路１４
の各出力が出力周波数制御回路１１の電圧位相検出器１
１２および電流位相検出器１１１に供給され、雨検出器
の出力Ｐ１　、　ｈが位相比較器１１３にて位相差に対
応した電圧ｓ１に変換される。この位相比較器１１３の
出力Ｓ１は位相差設定器１１４の出力Ｓｒと比較器１１
５にて比較され、差信号へ５＝Ｓｒ−Ｓｓが誤差増幅器
１６にて適宜増幅されて信号Ｓｓとなる。電圧制御発振
！　１１７はこの信号Ｓ３に対応した周波数の信号を発
振し、駆動回路１６はこの電圧制御発振器の出力信号の
周波数に対応した周波数の矩形波駆動信号をインバータ
回路３に供給する。この出力周波数制御回路１１におい
て、電流位相検出器１１１の出力信号Ｐ！が電圧位相検
出器１１２の出力信号Ｐ！よりも進んでいるときに位相
比較器１１３の出力Ｓ１が負となり、逆の場合（電流位
相が遅れの場合）に正となるように位相比較器の出力極
性を定めておき、また電圧制御発振器１１７は入力信号
Ｓ３が正のときは発振周波数が高（なり、Ｓ３が負のと
きは発振周波数が低くなるように設定しておく。電流位
相が進んでいるとき、即ち前述の第５図（ａｔのような
場合には、インバータの動作周波数ｆＯが負荷の共振周
波数ｆＬより低い（ｆｏ＜ｆＬ）ので５ｒ−３ｔ＞Ｏと
なって信号Ｓｓは正となり、電圧制御発振器１１７の出
力周波数が差４３号Ｓ３に相当する分だけ上昇する。こ
れによってインバータ回路３の出力周波数が上昇し、ｆ
ｏ＝ｆ（、となると信号Ｓ１は零となるが比較器１１５
の出力△５＝Ｓｒ−Ｓｔ＝Ｓｒ＞０となるので８３もい
まだ正であり、インバータ回路３の動作周波数はさらに
上昇をつづける。次にｆｏ＞ｆＬとなると第５図（ｃｌ
にて示したように電流位相？、は次第に電圧位相Ｐ！よ
り遅れるようになるが、これらの差ＳＲが位相差設定器
１１４の設定値Ｓｒ　に達するまではＳｓ＞０であるの
で動作周波数は上昇を続けることになる。

インバータ回路３の動作周波数ｆｏが上昇して位相差Ｓ
ｌが設定値Ｓｒに略等しくなると誤差増幅器１１６の出
力Ｓ３は略零となり電圧制御発振Ｗ　１１７はそのとき
の発振周波数で停止する。また仮にインバータ回路３の
動作周波数ｆＯが過大となって位相差が大きくなり、Ｓ
＞Ｓｒ　　となると誤差項Ｉ喝器１１６の出力ＳＳは負
となり、この負信号入力に応じて電圧制御発振器１１７
の出力周波数が低下し、Ｓ＋＝ＳｒＫ向うよう＠御され
る。

このようにしてインバータ回路３の出力周波数が負荷４
の共振周波数よりも若干高目になって負荷４の電流位相
が電圧位相に対して設定されたＳｒだけ遅れる状態に至
るまでの期間はＳｒ＋４３１であるので周波数ロック検
出回路１１８はロック信号ｌを出力しない。このために
出力電流制御回路２１のアナログスイッチ２１２は開放
のままであるので直流電源回路２は、起動前と同様に初
期電圧設定器２１６にて設定された低い電圧に保たれる
。このため、インバータ回路３の出力周波数が負荷の共
振周波数に対して一定の関係にある損失が最少になる目
標の周波数より外れていてもインバータ回路に供給され
る直流電源２の出力電圧が低いのでスイッチング素子が
過負荷になることはない。

インバータ回路３の動作周波数ｆｏが目標値に達して位
相比較器１１３の出力Ｓｌが位相差設定器１１４の設定
値Ｓｒに略等しくなると、周波数ロック検出回路１１８
はロック信号！を出力する。このロック信号ｌによって
アナログスイッチ２１２は閉じ、出力電流設定ａ２１１
の設定値１ｒは比較器２１３　　に伝達される。比較器
２１３においては、出力電流検出回路１４の出力を整流
回路２１５にて整流したフィードバック信号Ｉｆが出力
電流設定値Ｉｒと比較され、差信号ａｌ＝　Ｉｒ−Ｉ（
が誤差増幅器２１４を経て出力される。この出力信号ａ
１は初期電圧制御用の誤差増幅器２１８の出力ａ！より
も大きいので、直流電源制御回路１５には電流誤差信号
ａｔが供給されて、直流電源回路２は所定の出力電流が
得られる値の高い出力電圧をインバータ回路３に供給す
る。

なお、このようにしてインバータ回路３の出力周波数が
目標値に達した後に、負荷４の共振周波数が急変するな
どして最適の周波数からずれると。

周波数ロック検出回路１１８はこれによってロック信号
ｌの出力を停止し、アナログスイッチ２１２が開放され
るので、起動前および直後と同様に直流電源回路２に対
する出力電流のフィードバック制御は中断し、初期電圧
設定器２１６にて設定された低い出力電圧に保つように
制御方式が切りかえられる。出力周波数制御回路１１が
応答して電圧制御発振器１１７の出力周波数が負荷の共
振周波数に対応した最適の周波数に達すると再びロック
信号ｌが出力されて直流電源回路２は低電圧出力から出
力電流設定器２１１の設定値になるように制御方式が切
りかえられる。

第２図は、第１図の実施例におけるインバータ回路のト
ランジスタに発生する電力損失を第６図と同様に横軸に
動作周波数ｆＯを取って示したものである。同図におい
て実線は本発明の装置の電力損失の変化を示し、破線は
第４図の従来装置における電力損失の変化を示している
。また同図においては電圧制御発振器１１７は非制御の
とき、即ち入力信号が零のときには自走発振周波数とし
て負荷４の共振周波数ｆＬよりも若干低いｆｌで発振し
ているものとして示しである。電圧制御発振ｎ　１１７
が非制御のときに共振周波数ｆＬよりも高い周波数ｆ３
で発振しているときには図の右方に示した一点鎖線のよ
うになる。

同図に示したように、インバータ回路を構成するトラン
ジスタの負担電力は、目標の最適周波数ｆ２に達するま
では初期電圧設定器２１６にて設定された低い電圧に対
応した低電力であり、従来の装置におけるよりも極端に
小さな値にすることができる。

第１図においては、負荷４として直列共振のものについ
て説明したが、負荷が並列共振のものであっても同様の
装置で本発明は実施できる。

並列共振形の負荷の場合には、先に説明したように共振
周波数の前後においてインバータ回路を構成するトラン
ジスタに流れる電流が急増する。

そこでインバータ回路の動作周波数としては負荷の共振
周波数に等しい周波数にすればよい。それ故、第１図の
実施例において位相差設定器１１４の出力Ｓｒを零にす
ることによって並列共振負荷に適用できる。第３図はこ
の場合のインバータ回路３のトランジスタ３ａないし３
ｄに流れる電流ＩＴの変化をインバータの動作周波数ｆ
ｏ−キ斡＃≠呑に対して示【７た線図である。

同図において実線は本発明の装置におけるトランジスタ
に流れる電流Ｉｐの変化を示し、破線は従来装置におけ
る電流工Ｔの変化を示している。同図から判るように本
発明においては、初期電圧設定器２１６の設定値Ｖｒを
低い値に定めておくことにより、トランジスタに流れる
電流を十分に低い安全な値に抑えることができる。

さらにまたインバータの出力として定電圧の出力を得る
必要があるときには、出力電流をフィードバックするか
わりに出力電圧をフィードバックし、基１ｍと比較して
差信号が減少する方向に直流電源回路２の出力電圧を制
御するように出力制御部２１および直流電源制御回路１
５を構成すればよい。

なお、本発明に使用するＤＣ／ＡＣ変換回路としては第
１図に示したフルブリツノ形インバータを用いるものに
限らず、スイッチングによりＤＣ／ＡＣ変換を行うもの
であればよく、ハーフブリッジ方式、プッシュプル方式
あるいは電流形の各種インバータなど種々のもの応用可
能である。

〔発明の効果〕

本発明の装置は、上記のように動作するので、インバー
タを構成するスイッチング素子が過負荷となることがな
く、スイッチング素子の容量をインバータ回路の出力ｇ
Ｎによってのみ定めればよいことになる。それ故、装置
を小形、軽量安価にし得るのみならず、内部損失の少な
い高効率の装置を得ることができる。もちろん内部損失
が少ないことから、発生熱量も減少し、これらの素子を
冷却するための装置も小形にし得るものである。

さらに本発明においては、過負荷防止のための手段と、
出力調整の手段とを共に直流電源の出力を調整すること
によって行ない、負荷の共振周波数に対応した周波数を
得るための周波数制御はインバータ回路の動作周波数を
調整することによって行なうようにして、出力電流、電
圧の調整と周波数の調整とを別系統にし、かつ相互間は
単に出力調整系を周波数ロック信号の有無により制限さ
れた低出力と定常出力とに切替える信号の授受のみであ
るので、両制御系統が干渉を起すことがなく極めて安定
した動作が得られるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は第１図
の装置においてトランジスタに発生する電力損失の様子
を説明するための線図、第３図はするための線図、第４
図は従来の装置の例を示す接続図、第５図ｆａ）ないし
くｃｌは直列共振回路において、供給電源の周波数が負
荷の共振周波数を中心に大、小に変化したときにインバ
ータを構成するスイッチング素子に流れる電流の変化を
説明するための線図、第６図はスイッチング素子に生ず
る電力損失をインバータの動作周波数の変化に対して示
した線図である。２・・・直流電源回路、３・・・インバータ回路、４・
・・共振負荷、１１・・・出力周波数制御回路、１２・
・・第１の電圧検出回路、１３・・・第２の出力電圧検
出回路、１４・・・出力電流検出回路、１５・・・直流
電源制御回路、１６・・・駆動回路、２１・・・出力電
流制御回路、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ＝・トランジスタ
、３ｅ、３ｆ、３ｇ、３ｈ・・・ダイオード、１１１・
・・電流位相検出器、１１２・・・電圧位相検出器、１
１３・・・位相比較器、１１４・・・位相差設定器、１
１７・・・電圧制御発振器、１１８・・・周波数ロック
検出器、２１１・・・出力電流検出器、２１２・・・ア
ナログスイッチ、２１６・・・初期電圧設定器代理人　弁理士　　中　　井　　　宏第３図ｆ、　　　　　　ｆＬｆ。周波　数　（Ｈｚ）第６図屑波数（Ｈｚ）手続補正書（方式）％式％２、発明の名称高周波電源装置３、補正する者事件との関係　　特　許　出　願　人大阪市淀用区田用２丁目１番１１号（０２Ｂ）　　株式会社　ダイヘン４、代理人住　所　　〒５３２　　大阪市淀用区田用２丁目１番１
１号５、　補正命令の日付　　昭和６３年９月２７日（
全送日）６、　補正の対象　　　　図　面

Claims

【特許請求の範囲】１、共振周波数を有する負荷に最適動作周波数の電力を
供給するようにした高周波電源装置において、出力電圧
が調整可能な直流電源と、前記直流電源の出力をスイッ
チングによつて無調整で交流に変換するＤＣ／ＡＣ変換
回路と、前記ＤＣ／ＡＣ変換回路の出力周波数を監視し
負荷の共振周波数に対応した目標の周波数に保持すると
ともに目標の周波数に達したことを検出して周波数ロッ
ク信号を出力する前記ＤＣ／ＡＣ変換回路の出力周波数
制御回路と、前記出力周波数制御回路からの周波数ロッ
ク信号が入力されるまでは前記直流電源の出力電圧を低
電圧に制限し、周波数ロック信号によつて前記制限を解
除するとともに、前記ＤＣ／ＡＣ変換回路の出力をあら
かじめ定めた基準値に一致するように前記直流電源の出
力を調整する出力制御回路とを具備した高周波電源装置
。２、前記出力周波数制御回路は、出力電圧位相検出回路
と、出力電流位相検出回路と、前記出力電圧位相検出回
路の出力と前記出力電流位相検出回路の出力とを入力と
し両出力信号の差を演算する位相差演算回路と、位相差
設定回路と、前記位相差設定回路の出力と前記位相差演
算回路の出力との差信号を得る比較器と、前記比較器の
出力に応じた周波数の信号を発生する電圧制御発振器と
、前記電圧制御発振器の出力に応じて前記ＤＣ／ＡＣ変
換回路を駆動する駆動回路と、前記位相差設定回路の出
力信号Ｓｒと前記位相差演算回路の出力Ｓ＿１とを入力
とし（Ｓｒ−Ｓ＿１）が基準値になつたことを検出し周
波数ロック信号ｌを出力するロック検出回路とからなる
回路によつて構成された請求項１に記載の高周波電源装
置。