JPH01319338A - 周波数シフト量測定方法およびその装置並びに受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、所定の周波数帯域を有する一連の信号が伝
送過程によりその周波数をシフトして伝送されてきたと
き、受は側でそのシフト量が不明であっても元の一連の
信号に正しく再現できるように、受けた信号をもとに元
の一連の信号が受けたシフト量を測定する周波数シフト
量測定方法およびその装置に関するものである。

特に、キャリヤ周波数の未知なＳ　Ｓ　Ｂ　（Ｓｉｎｇ
ｌｅＳｉｄｅ　Ｂａｎｄ）信号から不完全な同調のまま
復調されて周波数がシフトしたオーディオ信号から、元
のオーディオ信号の周波数を検知できる周波数シフト量
測定装置に関するものである。

上記のことから受信装置にも応用ができるものである。

〔従来の技術〕

従来、ＳＳＢ方式により伝搬される無線電波を受信する
一般の受信装置７は、第９図（ａ）に示すように構成さ
れていた。到来電波は局部発振器７ａからの局発信号に
よって混合器７ｂによって中間周波数信号に変換され、
さらにＩＦ回路７ｃで所要周波数成分のみ選択された後
、検波器７ｄで検波されてオーディオ信号に変換される
。このとき、到来電波は局発信号の周波数（以下、同調
周波数という）によって同調されることになるが、局部
発振器７ａにおけるこの同調周波数の設定は手動で行わ
れ、かつ到来電波の送信側のキャリヤ周波数（以下、キ
ャリヤ周波数は送信側のものをいう）が分っていないた
め、後記するスピーカ７ｇからの音（以下、音声や楽器
等を含む）を耳で聞いて合わせていた。このようにして
概略同調されて検波器７ｄで出力されたオーディオ信号
は、同調ズレ分だけ周波数シフトされているのでさらに
細かく同調をとるため、Ｂ　Ｆ　Ｏ（Ｂｅａｔ　Ｆｒｅ
−ｇｕｅｎｃｙＯｓｃｉｌａｔｏｒ）　７　ｅからの信
号により周波数復調器７ｆで周波数シフトされスピーカ
７ｇより音として出力される。このときのＢＦＯ７ｅに
よる周波数シフト量の調整もスピーカ７ｇより音を聞き
ながら行っていた。このような受信装置７においては上
記のように、復調された音が最も自然に聴取できるか、
あるいは通信の内容が明瞭に聴取できるように手動で同
調していた。

一方、送信時のＳＳＢ信号のキャリヤ周波数を受信側で
測定するものとして、従来から第９図（ｂ）に示す構成
のものがあった。これはＣＣＩＲ（国際無線通信諮問委
員会）で勧告されているオフセット法によるキャリヤ周
波数の測定装置である。

このオフセット法によって精度よく測定でとるのは、到
来電波がＤ　Ｓ　Ｂ　（Ｄｏｕｂｌｅ　５ｉｄｅ　Ｂａ
ｎｄ）信号およびキャリヤ信号が残ったまま伝搬される
残留キャリヤＳＳＢ信号の場合である。次に、これらの
キャリヤ周波数を測定するときのオフセット法の動作を
説明し、さらにその後、全くキャリヤのない抑圧キャリ
ヤＳＳＢ信号のキャリヤ周波数の測定について説明する
。

まず、周波数測定用のオフセット信号発生器１０からの
周波数をゼロあるいは固定にし、受信装置７の検波され
たオーディオ信号（周波数Ｆ。）はオシロスコープのＣ
ＲＴｌｌの縦軸をドライブするように接続される。基準
発振器１２からの周波数を観測したいオーディオ信号の
周波数（Ｆｒ）に設定し、これをＣＲＴＩＩの横軸をド
ライブするように接続する。この状態で到来電波（キャ
リヤ周波数ＦＸ）が受信可能なように受信装置７を同調
させる。次に、オシロスコープのＣＲＴｌｌの画面に表
れるリサージュ図形が静止するように、オフセット信号
発生器１０の出力周波数を調整する。この出力周波数を
カウンタ９で測定し、このイ直をＦｒとすると、 Ｆ　Ｏ”　Ｆ　ｒ　＋　　　Ｆ　Ｘ　＝　Ｆ　Ｔ±Ｆ。

となり到来電波のキャリヤ周波数Ｆｘが精度よく測定で
きる。

抑圧キャリヤＳＳＢ信号のキャリヤ周波数Ｆ。

の測定は、前記の第９図（ｂ）に示すオフセット法にお
いてＣＲＴｌｌのリサージュ図形の観測をやめ、ＢＦ０
７ｅをオフにして受信装置７のスピーカ７ｇからの音を
聞いて最も自然になるようにオフセット信号発生器１０
の出力周波数（ＦＴ）を調整する。このときの出力周波
数ＦＴをキャリヤ周波数としていた。

（発明が解決しようとする課題） 上記のような従来の受信装置においては、受信装置の同
調作業を操作者の聴覚に頼っていたため、正確な音声を
得ることが困難であった。キャリヤ周波数の測定におい
ても、同様に高精度の測定は困難であり、測定データも
個人差があり信頼性に乏しいという問題点があった。

この発明は上記の問題点を解決するため、まず伝送され
る信号、例えば数多く伝送されている音声を分析しその
特性の次のような点に着目した。

音声の周波数分布はその発声条件にもよるが、一般に男
の声は１００Ｈ２，女の声は２００Ｈｚ以上の基音にそ
の整数倍の調和倍音を含む。例えば、一連の音声から２
種類の音声を選び周波数領域でスペクトル分析すれば、
それぞれの基本波を含む高調波（以下、これを高調波列
と言う）が観測される。この２種類の音声の高調波列は
、それぞれ異なった周波数間隔で並んでいるが、互いに
その周波数軸を同一としており周波数のゼロ点も共通で
ある。この２種類の音声の高調波列の互いの周波数関係
は、伝送過程で周波数シフトされても変わらない。した
がって、周波数軸上に周波数シフトされた２種類の高調
波列を延長するようにそれぞれの高調波間隔で刻みをい
れていけば、２種類の高調波列が共通するスペクトル点
があり、このスペクトル点が元の前記周波数のゼロ点で
ある。この点の周波数を測定すればそのまま周波数シフ
トされたシフト量とすることができる。

この発明は上記の点に着目し、所定の周波数帯域を有す
る一連の信号が伝送過程によりその周波数をシフトされ
た伝送信号として伝送されているとき、この伝送信号を
受信して元の一連の信号の周波数位置を検知し、伝送過
程における周波数シフト量を精度よく測定できる周波数
シフト量測定方法およびその装置を得ることが目的であ
る。

さらに、この周波数検知装置をＳＳＢ信号の受信装置に
用い、ＳＳＢ伝送され、周波数シフトして復調されたオ
ーディオ信号の本来の周波数を検知して、周波数シフト
の前後の周波数差、つまり周波数シフト量を測定するこ
とも目的である。

〔課題を解決するための手段〕

この発明において上記の目的を達成するための方法とし
て、伝送過程によりその周波数をシフトされてきた一連
の信号を受信してそのスペクトルを測定し、スペクトル
から高調波間隔の異なる複数の高調波列を選択し、かつ
それぞれの高調波間隔を算出し、さらに複数の高調波列
それぞれの低周波側にそれぞれの高調波間隔で延長する
ように仮想スペクトルを算出し、延長された複数の高調
波列の中で共通する仮想スペクトルの周波数位置を検知
し、これを一連の信号が受けた周波数シフト量とするよ
うにした。

さらに、伝送過程で周波数がシフトされてきた一連のオ
ーディオ信号を受信しそのスペクトルを測定し出力する
分析部と、スペクトルの中から複数のオーディオ信号の
基本波を含む高調波列を選択してそれぞれの高調波間隔
を算出し、かつ複数のオーディオ信号をそれぞれ代表す
る代表スペクトルを選定するデータ前処理部と、複数の
オーディオ信号それぞれの代表スペクトルより低周波側
にそれぞれの高調波間隔で新たに高調波列を形成するよ
うに仮想スペクトルを算出し、複数のオーディオ信号が
共通とする仮想スペクトルの周波数位置を検知し、一連
のオーディオ信号が受けた周波数シフト量として出力す
る演算部とを備えた。

また、ＳＳＢ信号を受信する受信装置に上記周波数検知
装置を設けて、ＳＳＢ復調されたオーディオ信号の周波
数シフト量を検知して、正確に同調することができる。

〔作用〕

この発明の周波数シフト量測定方法においては、伝送過
程によりその周波数をシフトされてきた一連の信号を受
信してそのスペクトルを測定し、スペクトルから高調波
間隔の異なる複数の高調波列を選択し、かつそれぞれの
高調波間隔を算出し、さらに複数の高調波列それぞれの
低周波側にそれぞれの高調波間隔で延長するように仮想
スベクトルを算出し、延長された複数の高調波列の中で
共通する仮想スペクトルの周波数位置を検知し、これを
一連の信号が受けた周波数シフト量とする。

周波数シフト量測定装置としては、分析部が伝送過程に
よりその周波数をシフトされてきた一連の信号を受信し
てそのスペクトルを測定して出力する。そのスペクトル
をもとにデータ前処理部が、高調波間隔の異なる複数の
高調波列を選択してそれぞれの高調波間隔を算出し、か
つ複数の高調波列よりそれぞれを代表する代表スペクト
ルを選定する。演算部が、複数の高調波列それぞれの代
表スペクトルより低周波側にそれぞれの高調波間隔で新
たな高調波列が形成されるように仮想スペクトルを算出
し、新たな高調波列が共通とする仮想スペクトルの周波
数位置を検知する。

〔実施例〕

この発明による周波数シフト量測定方法を説明する。

第１図は測定方法のメインフローを示すフローチャート
、第２図は、第１図のメインフローを説明するための図
で、音声スペクトルの例を示す図である。

ここで、同一の周波数領域を有する一連の信号として音
声信号を例にとり、この音声信号が伝送過程で周波数シ
フトされて伝送されたものとする。伝送される前の音声
信号が周波数シフトされてきたときのシフト量を、伝送
されてぎた音声信号より求めるには、大きく分けて第１
図のように３段階ある。これを第２図も用いて次に説明
する。なお、詳細なフローは後記する周波数シフト量測
定装置の発明の動作フロー（第４図）と同じである。

ステップ（１０）　：伝送されてぎた音声信号のスペク
トルを分析し、分析の度にその結果を記憶し、所定時間
間隔で、順次出力する。

ステップ（２０）　：記憶されたスペクトルの中で、指
定したレベル範囲に入るスペクトルの周波数を測定し、
異なる高調波間隔を有する少なくとも２つの高調波列（
つまり周波数シフトされた２つの音声信号で、これを便
宜上、音声信号１と音声信号２と名づける）を選び、か
つそれぞれの高調波間隔ＰＩＴＣＬ、　ＰＩＴＣ）１２
を算出する。なお、上記目的の２つの高調波列が得られ
るまで、ステップ（１０）から順次出力されるスペクト
ルより、１つずつ（１つの前記所定時間間隔で１つの高
調波列）選ぶ。

ここで、選択された高調波と求めるシフト量ｆ□、アと
の関係を説明する。

音声信号１．２のスペクトルは第２図（ａ）。

（ｂ）のように示される。音声信号１と音声信号２は同
一量の周波数シフトを受けているから、先に求めた高調
波間隔ＰＩＴＣＨｓ、　ＰＩＴＣ）＋２をもとに第２図
（ａ）、（ｂ）の２つの高調波列を低周波側へ延長する
ように仮想スペクトルを立てていくと、この延長された
２つの高調波列が共通とする仮想スペクトルの周波数位
置を検知することができる。この仮想スペクトルの周波
数位置を示したのが第２図（Ｃ）、（ｄ）である。

共通する仮想スペクトルの周波数位置が元の音声信号の
周波数ゼロの点である。したがって、共通する仮想スペ
クトルの周波数そのものが求めるシフト量ｆ３げ丁であ
る。

なお、第２図（Ｃ）、（ｄ）においてＦ８１＋Ｆｓ２は
高調波列を延長するための基準点としたもので、この場
合、この基準点となる代表スペクトルとして、第２図（
ａ）、（ｂ）の音声信号１゜２のそれぞれのスペクトル
の中で最大レベルを示すものを選んだときのその周波数
である。

第２図（ａ）、（ｂ）に示す音声信号１．２のように、
不要波成分の無い高調波列（例えば伝送システムの試験
用に既知の高調波列を伝送させたとき）であれば、前記
代表スペクトルを設けなくとも測定した高調波列を延長
するように仮想スペクトルを立てていけば良い。

スペクトルの中に高調波以外の不要な成分があるときは
、　ＰＩＴＣＨＩ、　ＰＩＴＣＨ２，Ｆ　ｓｒ、　　Ｆ
　ｓｘの各パラメータの算出には工夫がいる。これにつ
いても後記（第４図の説明）する。

ステップ（３０）　：前記説明より、ステップ（２０）
で求めた各パラメータをもとに次式が成立する。

Ｆ　５Ｉ−ｎ　Ｘ　ＰＩＴＣＨ＋＝　Ｆ　５２−　ｍ　
Ｘ　ＰＩＴ（：Ｈ２ｎ、ｍ：正の整数 この式を満足するｎ、ｍを算出する。

次に、Ｆ　ｓｌ　−ｎ　Ｘ　ＰＩＴＣＨ，の値を求め、
これをシフト量ｆ’　ｇｔｒアとして出力する。

第３図はこの発明にかかる周波数シフト量測定装置の一
実施例の構成を示す図、第４図は、第３図の装置の動作
を示すフロー、つまりシフト量ｆｓｔ門の測定フローで
ある。また、第１図のメインフローを達成するための詳
細なフローは多く考えられるが、第４図はその一例を示
すフローチャートでもある。

第３図において、１は入力信号、例えば音声信号の周波
数成分などを分析する分析部で、音声信号をサンプリン
グしてデジタルの波形データに変換するＡ／Ｄ変換器１
ａ、前記波形データを記憶するためのウェーブメモリｌ
ｂ、および前記波形データをＦＦＴ演算して周波数スペ
クトルに変換し、そのスペクトルデータな記憶するＦＦ
Ｔ処理部１ｃとからなる。このＦＦＴ処理部１Ｃは、−
連のスペクトルデータを記憶する度に、それを出力して
いる。２はデータ前処理部で、次の２ａ〜２ｃからなる
。２ａは、前記スペクトルデータよりスペクトル個々の
周波数およびレベルを検出するスペクトル検出部である
。２ｂは演算器で、前記スペクトル検出部２ａで検出さ
れたデータをもとに複数、例えば音声信号１．２の２つ
の音声信号の基本波を含む高調波列を選択してそれぞれ
の高調波間隔（ＰＩＴＣＨＩ、　ＰＩＴＣＨ２とする）
を算出し、かつそれぞれを代表する代表スペクトル（そ
の周波数をＦ□、Ｆｏとする）を選定する。２Ｃは前記
演算器２ｂの演算結果を記憶するメモリである。３は演
算部で、第１図のステップ（３０）における式を満足す
るｎ、ｍを算出し、Ｆ　Ｂ、　−ｎ　Ｘ　ＰＩＴＣＨ８
の値を求め、シフト量ｆ、１ＩＦＴとして出力する。

前記演算器２ｂ、前記演算部３はそれぞれの演算過程の
データを記憶する手段を有している。４はＦＦＴｆｉ理
部１Ｃ置部１Ｃ以降データをＣＲ７表示させ、監視する
ためのモニタである。５は測定のセット、リセットを行
ったり、分析条件を設定するためのパネル、６は制御部
で、各部をスケジューリングして制御するためのプログ
ラムを記憶していて、パネル５からの指示に応じて各部
を制御する。

ここで、スペクトル検出部２ａ、演算器２ｂ。

演算部３および制御部６の各回路は、この例ではＣＰＵ
およびメモリで構成されている。

第４図において、ステップ（１１）、　（１２）は、第
１図のステップ（１０）に相当し、分析部１の動作を示
す。ステップ（２１）〜（２８）は第１図のステップ（
２０）に相当し、データ前処理部２の動作を示す。ステ
ップ（３１）〜（３８）は第１図のステップ（３０）に
相当し、演算部３の動作を示す。

次に、第３図および第４図をもとに、この実施例による
シフト量ｆ　ＳＩＰアの測定を説明する。

ステップ（１１）、　（１２）：分析部１の動作は、上
記構成のところで説明したとおりである。ただし、分析
部１の分析可能な周波数帯域と周波数分解能は、パネル
５より所望の条件に設定される。分析部１の周波数帯域
は、入力信号である周波数シフトされてきた音声信号の
予想される周波数帯域に応じて、設定されるべきである
。

いずれにしても、分析部１の周波数帯域あるいは音声信
号の予想される帯域のいずれか狭い方の帯域で周波数の
測定限界が決められる。この測定限界の周波数をｆ　Ｌ
ＩＭＩＴとする。

ステップ（２１）、　　（２２）　ニスベクトル検出部
２ａは、演算器２ｂの指示により、分析部１が出力する
スペクトルデータを受け、その中から最大レベルＬ　Ｗ
ＡＸを検出する。このスペクトルデータは音声信号の基
本波および高調波を含む。

ステップ（２３）　ニスベクトル検出部２ａは、ＳＺＮ
比などによって決められるレベル測定の限界の値αをあ
らかじめ設定されていて、αにもとすく指定レベル範囲
（≧α）とスペクトルデータを比較し、指定レベル範囲
（≧α）内に入るスペクトルの周波数を検出する。この
スペクトルの周波数をｆＰいに（ｉ）としてメモリ２Ｃ
に記憶する。ここに、ｌは検出したスペクトルの番号で
、低い周波数より順にｉ＝１．２．・・・・・・、Ｎの
値をとる。

Ｎはスペクトルの総数である。

ステップ（２４）　：　ＬＭＡＸ　＞αおよびｉ≧２な
る条件を満たさないときは、次のステップで高調波間隔
が検出できないので、ステップ（２１）から再スタート
する。

ステップ（２５）　：ここでの算出過程の詳細は、第５
図のフロー、第６図のスペクトル図および第７図の算出
データをもとに後記する。ここでは、第６図をもとにそ
の要点のみ説明する。

まず、スペクトルの周波数をｆ　ＰＥＡＫ　（１）より
、スペクトル間の周波数間隔（以下、スペクトル間隔と
言う：第６図のＰ　（１）〜Ｐ（３）　を参照）を算出
する。ｆ　ＰＥＡＪ　（１）には高調波でないスペクト
ル（ｆ　ＰＥＡＫ　（２）　）が含まれることがあるた
め、前記スペクトル間隔から不要なスペクトル間隔（Ｐ
（１）　、　Ｐ　（２））を除き、さらに測定分解能に
よる誤差を考慮して平均的な所要の高調波間隔ＰＩＴＣ
）Ｉを算出する（Ｐ　（３）　＋　Ｐ　（３）　／２　
’）。

なお、この算出において、高調波間隔ＰＩＴＣ）ｌが得
られない場合、つまり第５図のフローで結果としてＦＡ
ＩＬになった場合は、ステップ（２１）から再スタート
する。

ステップ（２Ｂ）　：こうして、少なくとも２つの高調
波列毎に得られた高調波間隔をＰＩＴＣＨＩ、　ＰＩＴ
ＣＨ２としてメモリ２ｃに記憶する。この例で、対象と
した高調波列を２つにしたのは、シフト量ｆｌｌＩＦＴ
を算出する最小限の数であるからである。より精度良く
シフト量ｆｌｌｌＦＴを算出するには、対象とする高調
波列を数を増した方が良い。

ステップ（２７）　ニスベクトルの周波数ｆ　ｐｃＡｘ
　（ｉ）より、高調波列の代表スペクトルｆ３を算出す
る。しかし、ｆ　ＰＥＡＫ　（ｉ）には高調波を形成し
ないスペクトル（例えば第６図のｆ、いＫ　（２）　）
が含まれることがあるため、前記スペクトルｆ　ＰＥＡ
に（ｉ）から高調波列を形成するスペクトルの中から、
代表とするスペクトルｆ３を選定する必要がある。

この代表スペクトルｆ、の選定フローを第８図に示す、
第８図は、両隣とのスペクトル間隔がステップ（２５）
で求めた高調波間隔ＰＩＴＣ）ｌと一致するｆ　ＰＥＡ
Ｋ　（１）で、かつｉの小さいものをｆ、とするもので
ある。この選定フローからすると、例えば、第６図にお
いてｆ　ＰＥＡＫ（４）がｆｌｌとなる。

このようにして、２つの高調波列毎に得られた代表スペ
クトルｆ、をｆｓＩ＋ｆｓ２として、ステップ（２６）
で染めた高調波間隔ＰＩＴＣＨＩ、　ＰＩ’ＴＣ）＋２
と同一高調波列毎に対応させてメモリ２ｃに記憶する。

ステップ（２８）　：　ｆ　ｓ＋≠ｆ　！＋２．　Ｐｒ
ＴＣＨｔ≠ＰｒＴＣＩ（２の条件をチエツクし、条件満
足であれば次のステップ（３１）へ進む。条件不満足で
あれば、ステップ（２１）から再スタートする。

ステップ（３１）　：ここからは演算部３の動作である
。まず、上記式およびメモリ２ｃに記憶されたｆ　ｓ□
、　　ｆ　ｓｚ、　ＰＩＴＣＨｌ、　ＰＩＴＣＨ２をも
とに次式を設定し、初期条件としてｎｗｍ＝ｏとする。

Ｆ、　＝Ｆ　、、　−ｎ　Ｘ　ＰＩＴＣＨ。

Ｆ　ｂ　”　Ｆ　ｓ２−　ｍ　Ｘ　ＰＩＴ（：Ｈ２ステ
ップ（３２）〜（３７）　：これらのステップは、２つ
の高調波列において、それぞれの代表スペクトルＦ３１
＋ＦＳ□より高調波列を低周波側へ延長するように、そ
れぞれの高調波次数ｎ、ｍを変えて仮想スペクトルＦ　
ａ　＊　Ｆ　ｂを計算し、延長された２つの高調波列が
共通とする仮想スペクトル（Ｆ。

”Ｆｂ）を見い出し、この共通とする仮想スペクトルの
周波数位置（Ｆ　ａ　＝　Ｆ　ｓＩ−ｎ　Ｘ　ＰＩＴＣ
ＨＩ）をシフト量ｆ　１ｉｌＦ丁とするものである。

このフローにおいて、ステップ（３２）〜（３４）は、
ステップ（３２）でＦ、＞Ｆｂと判定したとき、Ｆ１≦
Ｆｂになるまでｎを変えて（Ｆｂは固定）Ｆｌｌを計算
する。Ｆ−＜Ｆｂであれば、あるいは前記計算でＦ、＜
Ｆｂになったとき、ステップ（３２）〜（３７）で、Ｆ
１≧Ｆｂになるまでｍを変えて（Ｆ　ａは固定）Ｆｂを
計算する。このようにシーソー的に交互にＦ、、Ｆｂを
計算していく過程において、ステップ（３５）　、　（
３８）でＦ、−Ｆ、が検出される。ステップ（３４）　
、　（３７）では、ステップ（１１）。

（１２）で説明したｆ　ＬＩＭＩＴを越えてまでＦ、、
Ｆｂを計算する意味が無いので、このような場合は、ス
テップ（２１）からスペクトルデータを取り直して再ス
タートさせるようにする。

次に、上記ステップ（２５）における高調波間隔ＰＩＴ
ＣＨの算出過程の詳細を、第５図のフローをもとに、第
６図のスペクトル図および第７図の算出データを参照し
ながら説明する。

まず、第５図における記号について説明する。

ｉは上記したとうり検出したスペクトルの番号で、ｉ＝
１．２．・・・・・・、Ｎの値をとる。Ｎは同様にスペ
クトルの総数である。

ｊは、検出されたスペクトル間隔の大小の種類に対応し
て付けられた番号で、ｊ＝ｔ、２．・・・・（くＮ）で
ある。

Ｐ　（Ｊ）は番号ｊに対応したスペクトル間隔である。

例えば、番号ｊは第６図のように同一スペクトル間隔は
同一の値をとる。

ＳＩＩＭ（ｊ）は番号ｊ毎に、つまりスペクトル間隔の
種類毎にＰＵ）の値を積算したものである。

Ｃ０ＵＮＴ　（ｊ）はＰ（Ｊ）（７）個数を示す。

以下に、第５図をもとにフローを説明する。

ステップ（４１）、　（４２）　：初期条件の設定であ
る。

ステップ（４３）　〜（５１）　：　ＳＵＭ（Ｊ）、　
（：０ＵＮＴ（ｊ）を算出する。その内、ステップ（４
３）〜（４７）では、ステップ（４３）で求めた番号ｉ
に対するスペクトル間隔ΔＦと同一種類のスペクトル間
隔をサーチして、あればステップ（４５）で同一種類ど
うしでＳＵＭ（Ｊ）、　Ｃ０ＵＮＴ　（Ｊ）を積算し、
無い場合はステップ（４９）でスペクトル間隔ΔＦに新
たな番号ｊを与えて、ＳＵＭ　（ｊ）　、　Ｃ０ＵＮＴ
　（Ｊ）　全設定スル。

ステップ（５０）、　（５１）で、上記の演算をｉｗＮ
まで行なわせる。

ステップ（５２）：ここからステップ（５８）までは、
平均的な高調波間隔Ｐ　ＩＴＣＨを求めるフローである
。このステップではそのための初期設定を行う。番号Ｎ
ＯＭＩＮＡＬは検出個数が最も多いスペクトル間隔Ｐ（
ｊ）のｊの値である。

ステップ（５３）〜（５８）　ニステップ（４３）〜（
５１）で得られたＣ０ＵＮＴ　（Ｊ）の中で最大の値を
示すもの（これをＣ０ＵＮＴ　（ＮＯＭＩＮＡＬ）とす
る）をサーチし、サーチしたＣ０ＵＮＴ　（ＮＯＭＩＮ
ＡＬ）とこれに対応すルＳＵＭ　（ＮＯＭＩＮＡＬ）を
もとに、ステップ（５８）で高調波間隔ＰＩＴＣＨを算
出する。

ステップ（５７）〜（５９）　：　ＣＯＵＮＴ（ＮＯＭ
ＩＮＡＬ）の値が２つ以上の場合、つまり最も多いスペ
クトル間隔が２種類以上の場合はＦＡＩＬとしている（
ステップ（２５）を参照）。

第７図は、第６図におけるスペクトルについて第５図の
フローで算出した例である。

上記のフローにおいて、例えばＦ、＝Ｆｂ等の周波数の
比較判定の際にγ％のマージンをもたせて、次式を満た
せば、真と見なす演算を採用することにより、誤った判
定を避けることができる。

ここで、γは測定系の誤差範囲より導かれるべき値であ
る。

ＩＦａ−Ｆｂｌ≦（γ／１００）Ｆｂ 上記の分析部１では、スペクトル分析をするのにＦＦＴ
処理を行っているが、一つ一つの音声信号は時間的に短
いため、高速で人力信号のスペクトルを分析できるもの
であれば、ＦＥＴ処理以外の分析機能を用いることも可
能である。

また、第９図（ａ）におけるＳＳＢ信号の従来の受信装
置７に第３図の装置を設けて、新しい受信装置とするこ
とにより、正確な受信ができる。

つまり、第３図の装置で第９図（ａ）の周波数復調器７
ｆから音声信号を受けて、その音声信号が同調ズレによ
り周波数シフトされたシフト量を測定することができる
。測定されたシフト量をもとに局部発振器７ａおよびＢ
ＦＯ７ｅで再び同調を行うことにより、正確な受信がで
きる。

さらに、これら局部発振器７ａおよびＢＦＯ７ｅの周波
数をカウンタなどで正確に検知すれば、ＳＳＢ信号のキ
ャリヤ周波数も正確に測定できる。これは電波監視にお
いて有効である。

上記実施例の説明では、音声信号に高調波を含むことか
ら、この音声信号をもとに周波数シフト量を測定してい
るが、この発明によれば高調波を含む信号で、２つ以上
の異なった高調波列を取り込める一連の信号であれば、
周波数シフト量を測定できる。

なお、時々刻々変化する入力信号のスペクトルの周波数
を正確に算出するために、以下の文献に示された方法も
用いることができる。

電子情報通信学会論文誌　Ａ、Ｖｏｌ　Ｊ７０−Ａ　Ｎ
ｏ５゜ｐｐ、７９８−８０５．１９８７年５月ｒＦＦＴ
を用いた高精度周波数決定法」 〔発明の効果） 以上説明したとおり、この発明にかかる周波数シフト量
測定方法は、伝送過程によりその周波数をシフトされて
きた一連の信号を受信してそのスペクトルを測定し、ス
ペクトルから高調波間隔の異なる複数の高調波列選択し
、かつそれぞれの高調波間隔を算出し、さらに複数の高
調波列それぞれの低周波側にそれぞれの高調波間隔で延
長するように仮想スペクトルを算出し、延長された複数
の高調波列の中で共通する仮想スペクトルの周波数位置
を検知し、これを一連の信号が受けた周波数シフト量と
する各段階を備え、周波数シフト量測定装置は、伝送過
程によりその周波数をシフトされてきた一連の信号を受
信してそのスペクトルを測定して出力する分析部と、ス
ペクトルをもとに高調波間部の異なる複数の高調波列を
選択してそれぞれの高調波間隔を算出し、かつ複数の高
調波列よりそれぞれを代表する代表スペクトルを選定す
るデータ前処理部と、複数の高調波列それぞれの代表ス
ペクトルより低周波側にそれぞれの高調波間隔で新たな
高調波列が形成されるように仮想のスペクトルを算出し
、新たな高調波列が共通とする仮想スペクトルの周波数
位置を検知する演算部とを備えたので、 伝送過程で周波数がシフトされてきた一連の信号を、受
信側でその周波数シフト量を高精度に測定できる効果が
ある。

この発明をＳＳＢ信号の受信装置に用いることにより、
受信装置の同調が容易に、早く、高精度にでき、特に電
波のキャリヤ周波数の監視において顕著な効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明にかかる周波数シフト量測定方法の一
実施例を示すフローチャート、第２図（ａ）〜（ｄ）は
、第１図を説明するための図で、音声スペクトルと仮想
スペクトルの例を示す図、第３図はこの発明にかかる周
波数シフト量測定装置の一実施例の構成を示す図、第４
図は、第３図の実施例の動作を示すフローチャート、第
５図は、第４図における高調波間隔を算出するための詳
細なフローチャート、第６図は、第５図の説明のための
スペクトル図、第７図は算出データの例を示す図、第８
図は代表スペクトルを選定するためのフローチャート、
第９図（ａ）、（ｂ）は従来のＳＳＢ信号の受信装置と
キャリヤ周波数の測定装置の例を示す図である。 図中、１は分析部、１ａはＡ／Ｄ変換器、１ｂはウェー
ブメモリ、１ｃはＦＦＴｆｉ理部、２はデータ前処理部
、２ａはスペクトル検出部、２ｂは演算器、２ｃはメモ
リ、３は演算部、４はモニタ、５はパネル、６は制御部
、７は従来の受信装置、７ａは局部発振器、７ｂ、８は
混合器、７ｃはＩＦ回路、７ｄは検波器、７ｅはＢＦＯ
１７ｆは周波数復調器、７ｇはスピーカ、９はカウンタ
、１０はオフセット信号発生器、１１はＣＲ第１図 第２図 −周波数 第６図 →　　周波数 手続補正書働刻 昭和６３年ｌθ月　４日

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）所定の周波数帯域を有する一連の信号が伝送過程
   によりその周波数をシフトされた伝送信号として伝送さ
   れているとき、前記伝送信号を受信して前記一連の信号
   が受けた周波数シフト量を測定する周波数シフト量測定
   方法であって、受信した前記伝送信号のスペクトルを測
   定し、前記スペクトルから高調波間隔の異なる複数の高
   調波列を選択し、かつそれぞれの高調波間隔を算出し、
   さらに前記複数の高調波列それぞれの低周波側にそれぞ
   れの前記高調波間隔で延長するように仮想スペクトルを
   算出し、延長された前記複数の高調波列の中で共通する
   仮想スペクトルの周波数位置を検知し、これを前記一連
   の信号が受けた周波数シフト量とする周波数シフト量測
   定方法。
2. （２）伝送過程で周波数がシフトされてきた一連のオー
   ディオ信号を受信しそのスペクトルを測定し出力する分
   析部（１）と、前記スペクトルの中から複数のオーディ
   オ信号の基本波を含む高調波列を選択してそれぞれの高
   調波間隔を算出し、かつ前記複数のオーディオ信号をそ
   れぞれ代表する代表スペクトルを選定するデータ前処理
   部（２）と、前記複数のオーディオ信号それぞれの前記
   代表スペクトルより低周波側にそれぞれの前記高調波間
   隔で新たに複数の高調波列を形成するように仮想のスペ
   クトルを算出し、前記新たな複数の高調波列が共通とす
   る仮想スペクトルの周波数位置を検知し、前記一連のオ
   ーディオ信号が受けた周波数シフト量として出力する演
   算部（３）とを備えたことを特徴とする周波数シフト量
   測定装置。
3. （３）ＳＳＢ信号を受けて、前記ＳＳＢ信号の周波数を
   変換および可変しながらＳＳＢ復調してオーディオ信号
   を出力する受信装置において、前記ＳＳＢ復調されたオ
   ーディオ信号の周波数シフト量を測定するため請求項（
   ２）に記載の周波数シフト量測定装置を備えたことを特
   徴とする受信装置。