JPH01320807A - 可調整広帯域増幅装置及び該増幅装置付混合器装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は請求範囲１の上位概念による可調整広帯域増幅
装置に関する。

従来技術 この種広帯域増幅装置は例えばＥ１ｅＣｔｒＯｎｉＣ８
Ｌｅｔｔｅｒｓ　％第２２巻、／ｌ６８（１９８６）第
４１５−５１６頁から公知である。公知広帯域増幅装置
ではそれまで一般に用いられていた増幅器装置に比して
第４の差動アンプにより、増幅器出力側における、増幅
度制御の際生じる直流電圧変動の低減が行なわれ得る。

但し、それでも、そのような安定化手段によっても２０
ｄＢの制御領域に亘って、はぼ１２ｍＶの、出力側にお
ける直流電圧変動が残存する。

発明の目的 本発明の課題ないし目的とするところは大きな制御領域
に亘って、増幅器装置における直流電圧レベルの改善さ
れた安定性を有する、請求の範囲１にて特定した形式の
可制御増幅装置を提供することにある。

発明の構成 本発明の上記課題屑状のための構成要件は請求範囲１に
記載されている。引用請求項は有利な実施例及び発展形
態を示す。殊に、安定化の際生じるクイズ成分を増幅装
置の遮断周波数を損なわずに抑圧できる手段が規定され
ている。

本発明の広帯域増幅装置はトランスアドミッタンスとし
て有利に使用可能である、即ち、混合段におげろ差動ア
ンプを用いて、トランスアドミッタンスと混合段とによ
り縦続接続化された混合器装置における電圧−電流変換
器として有利に使用可能である。その場合広帯域増幅装
置の出力電流は混合段の差動アンプの作動電流を成す。

有利には混合段は２つの直交制御される４象限乗算器を
有する直交混合段として構成される。この種混合器装置
は就中わずかな電流消費、低いノイズ、制御電圧に無関
係な高い直線性、大きな制御ダイナミック領域、良好な
逆方向絶縁性と−うすぐれた点がある。

次に本発明を実施例を用いて説明する。

実施例 第１図には本発明による可調整広帯域増幅装置のブロッ
ク図を示す。この増幅装置は各２つの入力側Ｅｉｋと、
２つの出力側Ａｉｋと、１つの基準電圧電極Ｂｉとを有
する４つの差動アンプＤ１〜Ｄ４から成る。但し、ｉ−
１〜４は夫々の差動アンプに割当てられ、Ｋ＝１＋　　
２は入、出力側に割付けられている。差動アンプＤ１の
両入力側Ｅ１１．に１２は両有効信号入力側’ｅ　１　
ｚ　　Ｅ　２に接続されている。差動アンプＤ１の基準
電圧電極Ｂ１は定電流源工１を介して動作電圧の一方の
端子に１に接続されている。更に第１差動アンプＤ１の
一方の出力側Ａ１１は差動アンプＤ２の基準電圧電極Ｂ
２と接続され、他方の出力側Ａ１２は差動アンプＤ６の
基準電圧電極Ｂ６と接続されている。

差動アンプＤ２．Ｄ３の入力側は並列に接続されており
、夫々、入力側ＥＲ１ないしＥＲ２（これは制御電圧の
供給のために設けられて因る）に接続されている。

差動アンプＤ２の出力側Ａ２２は差動アンプＤ６の出力
側に接続されており、かつ、差動アンプＤ４の基準電極
Ｂ４に接続されている。差動アンプＤ２．Ｄ３のそれぞ
れ他方の出力側Ａ２１ないしＡ３１は差動アンプＤ４の
各１つの出力側Ａ４１ないしＡ４２に接続され、かつ、
夫々の接続点Ｐ１ないしＰ２に接続されている。

上記接続点Ｐ１ないしＰ２は各１つの抵抗Ｒ２ないしＲ
６を介して動作電圧の端子に２と、広帯域アンプの少な
くとも１つの出力側Ａ１ないしＡ２とに接続されている
。上記抵抗Ｒ２ｒＲ６は信号出力結合のためのトランス
（可変）インピーダンスとして用いられる。信号出力結
合のため、それ自体公知の形式で、他のトランスインピ
ーダンス、カスコード装置、出力結合カレントミラー等
を使用することもできる。

本発明によれば同じ抵抗値を有する直列に接続された２
つの抵抗値Ｒ４１，Ｒ４２！（等値ないし同等抵抗）が
設けられており上記抵抗は相互に接続されていないほう
の出力側Ａ２１゜Ａ３．１間に挿入接続されている。抵
抗Ｒ４１゜Ｒ４２の接続点Ｑは差動アンプＤ４の両入力
側Ｅ４１．Ｅ４２に接続されている。

抵抗Ｒ４１，Ｒ４２は抵抗Ｒ２，Ｒ３に比して高抵抗で
あって、よって、広帯域増幅装置の増幅度には実際上何
ら影響を与えない。

電流理工１は差動アンプＤ１の基準電圧電極Ｂ１と動作
電圧の端子に１との間に挿入接続されており、この定電
流源によっては広帯域増幅装置の一定電流消費ＪＯが得
られる。上記定電流源は例えば、当該エミッタリード線
路中にて抵抗により負帰還結合されたエミッタ接地のト
ランジスタから成る。勿論、上記定電流源はそれ自体公
知のカレントミラー回路によって実現して、当該電流源
における電圧降下を著しく小さなものにすることもでき
る。

広帯域増幅装置をその制御電圧入力側ＥＲ１゜ＦｉＲ２
にて励振する際、例えば、電流Ωは差動アンプＤ２．Ｄ
３の出力側Ａ２１．Ａ３１にて高められ、出力側Ａ２２
．Ａ３２にて電流は低下される。出力側Ａ２２．Ａ３２
の接続により、差動アンプＤ４の基準電圧電極Ｂ４にお
ける和電流はたんに制御電圧にのみ依存し、入力信号に
は依存しな−。差動アンプＤ４は和電流を２つの等しい
成分に分け、これを、広帯域増幅装置の２つの入力側Ａ
１、Ａ２に供給する。

入力端子Ｅ１．Ｅ２における入力信号によって、差動ア
ンプＤ２．Ｄ３の作動電流が逆相に変調される。出力側
Ａ２１ないしＡ３１における電流は作動電流に比して、
制御電圧により設定調整されただけ係数だけより小さな
ものになる。差動アンプＤ４を介して戻された部分電流
は入力信号により変調されず、従って、当該増幅装置の
出力電流、ＴＡｌ、ＪＡ２における直流成分のみに影響
を与え、ないし出力側におけるトランスインピーダンス
を介してＡ１、Ａ２における出力電圧の直流電圧レベル
に影響を及ぼす。従って、制御電圧の変化の際出力側に
おける交流電圧成分が変化され、一方、直流電圧成分は
一定に保たれる。５　Ｑ　ｄＢの制御ダイナミック領域
にわたって、出力側における直流電圧レベルの変動がｉ
　ｍＶより小に抑えられ得る。

第２図には第１図にブロック図として示す差動アンプを
示す。参照番号は差動アンプＤ１に係わる。

差動アンプは夫々２つのトランジスタ、例えばＴ１１．
Ｔ１２を有し、それのベース端子は両入力側Ｅ１１．Ｅ
１２を成し、それのコレクタ端子は両出力側Ａ１１．Ａ
１２を成し、それの相互に接続されたエミッタは基準電
圧電極Ｂ１を成す。差動アンプＤ２〜Ｄ４は同じように
構成されており、接続配置されている。

参照番号及びそれのインデックスはトランジスタ電極へ
の当該端子ないし接続部の配列、対応づけが明らかにな
るように選定されている。

本発明の可制御広帯域増幅装置の有利な実施例によれば
、それぞれトランジスタＴ１１゜Ｔ１２のエミッタリー
ド線中に抵抗Ｒ１１ないしＲ１３を中間接続するのであ
る。これにより、有利に、増幅装置の相互変調ひずみが
、制御状態に無関係に許容値に抑えられる。それにより
、ここで説明された広帯域増幅装置は大信号強度及び直
流安定化された出力という特性を、高い制御ダイナミッ
ク特性及びわずかなノイズ成分のもとでほぼ制御状態位
置に無関係に結合する。

選択的に、それ自体公知の形式で、入力段Ｄ１０両トラ
ンジスタＴ１１．Ｔ１２のエミッタを、各１つの別個の
電流源を介して基準電位と接続し、且相互間でプツシプ
ル抵抗を介して接続してもよい。上記プッシュプル抵抗
の可変によって、有効負帰還度、ひいては直線性及びノ
イズに影響を与え、その際トランジスタの動作点がシフ
トされないようにし得る。

差動アンプＤ４における相応の負帰還抵抗によって、Ｒ
４における電流分割の相等性を比較的良好に調整できる
。

差動アンプＤ４はＲ４を介しての電流を対称的に分割し
、従って最大のノイズ成分（これは第１図に示すように
直接的に出力側Ａ１、Ａ２に作用する）を送出する。従
って本発明の実施例によれば上記のノイズ成分の抑圧の
ための手段が設けられる。

第３図に示すように、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２は夫々２つの
抵抗Ｒ４１１，Ｒ４１２ないしＲ４２１，Ｒ４２２に分
けられており、夫々の接続点ｖｐ１ないしｖｐ２はコン
デンサＣ４１ないしＣ４２を介してアース電位におかれ
ている。差動アンプＤ４の出力側Ａ４１．Ａ４２は夫々
の接続点と接続されている。すなわち、出力側Ａ４１は
接続点ＶＰｉに接続され、出力側Ａ４２は接続点ＶＰ２
に接続されている。抵抗Ｒ４１２，Ｒ３２２の代わりに
、有利に、ノイズ抑圧コンデンサを出力側から減結合す
るためにインダクタンスを設けることもでき、その際、
そのインダクタンスは有効信号周波に対する出力側を、
高抵抗に、容量（これはＲ４を介して流れる遮断電流成
分に対して何らの電圧降下を生じさせない）から切離す
。コンデンサは有利に回路装置内に集積化されており、
次のように選定されている、すなわち、Ｃ４１ないしＣ
４２により、また、Ｒ４のトランジスタにて作用する出
力インピーダンスとにより定められる遮断周波数が、著
しく有効信号周波数を下回るように選定されている。出
力側Ａ１．Ａ２にて対称的な信号出力結合の際コンデン
サｃ４１゜Ｃ４２は接続点ｖｐ１とｖｐ２との間に接続
されたコンデンサによって支障なく代替され得る。

本発明の可制御広帯域増幅装置は有利に縦続接続化され
た混合器装置において入力信号用の電圧−電流変換器（
トランス（可変）アドミッタンス）として次のように使
用可能である、即ち、当該増幅装置の出力電流が混合段
の作動電流を成すように使用可能である。トランスアド
ミッタンスと混合段との縦続接続化はそれ自体公知であ
り、例えば、工ＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　５ｏｌ
ｉｄ−Ｓｔａｔｅ　Ｃ１ｒｃｕｉｔＳ、　Ｖｏ、　Ｓ　
Ｃ−３、Ａ１４．１９６８年１２月、第３６５−３７３
頁に記載されて因る。特に有利な装置構成は混合段にお
ける複数の別個の混合器、例えば、１つの入力信号と２
つの直交の重量信号との直交混合のためのものを有する
。第４図は混合器ＭＱ　ＬＭＱ、２として２つの４象限
乗算器を有する混合段を示し、その際それらの混合器は
夫々１つの４重トランジスタを有する。４重トランジス
タは夫々入力側で並列的に、出力側で交差により接続さ
れている２つの差動アンプにまとめられている。

差動アンプの並列接続された入力側は４重−乗算器の入
力側ＥＱ１．ＥＱ２に接続されている。差動アンプの、
交差接続された出力側は４重−乗算器の出力側ＡＱ１．
ＡＱ２に接続されており、更に、各１つの抵抗Ｒ５ない
しＲ６を介して作動電圧の（極）端子に２に接続されて
いる。抵抗Ｒ５ないしＲ６の代わりに、トランスインピ
ーダンス、出力結合カレントミラー、又は共振負荷を設
けることができる。

基準電圧電極Ｂ５は広帯域増幅装置の出力側Ａ２（第１
図）に接続され、基準電圧電極Ｂ６は当該増幅装置の出
力側Ａ２に接続される。

（第１図の抵抗Ｒ２とＲ６は省かれる）２チャネル乗算
器（例えば直交Ｌ〇−制御信号のもとでの直交混合器）
として２つの４重乗算器ＭＱ１．ＭＱ２の使用の場合、
電流分割の改善のための減結合抵抗Ｒ２１とＲ２２ない
しＲ３１とＲ３２が有利に設けられる。すべての抵抗Ｒ
２１，Ｒ２２＋　　Ｒろ１．Ｒ３２は同じ抵抗値を有す
る。

共通の電圧−電流変換段と両方の４重乗算器との間の電
流分割の相等性の一層の改善により、差動アンプＤ９．
Ｄ１０（第５図）を介しての分割が可能になる。差動ア
ンプＤ９．Ｄ１Ｑの入力側はすべての端子に共通の１つ
のノイズ電圧のない補助電圧ＵＨに接続されており、こ
の補助電圧には広帯域増幅装置による高抵抗給電のため
特別な要求は課せられる必要はない。更に、第４図にお
けると同じ端子は同じ参照番号を付されていて、その結
果第５図はそれ以上の説明を要しなか。

第４図及び第５図に示す混合器はギルバート（Ｇ１１ｂ
ｅｒｔ　）−混合器又はダブル（Ｄｏｕｂｌｅ　）　−
バランスド（Ｂａ１ａｎｃｅｄ　）−混合器としても知
られており、ＡＱｌ、ＡＱ、２ないしＡＱ６゜ＡＱ４に
おける混合器出力信号における発振器周波数が既に十分
抑圧されているという特別な利点を有する。

出力信号に対してそのような要求が存在しない場合、例
えば、信号処理のほかの作用段の前での混合器出力信号
における有効信号成分のる波付装装置構成において当該
の要求が存在しない場合、ギルバート（Ｇ１１ｂｅｒｔ
　）−混合器に代えて、第３図において、２つのプッシ
ュプル混合器（差動アンプ）Ｄｌｌ、Ｄ１２付きの１つ
の直交混合器装置に対して示したように、より一層簡単
なプッシュプル混合器が使用されてもよい。一方の差動
アンプＤ１１の入力側Ｅ１１ＬＥ１１２には発振器信号
ＬＯが加わり、基準電圧電極Ｂ１１は広帯域増幅装置の
出力側の１つ、例えばＡ１に接続されている。他方の差
動アンプＤＩ２の基準電圧電極Ｂ１２は当該増幅装置の
他方の出力側Ａ２と接続されており、入力側Ｂ１２１．
Ｅ１２２にはＬＯに対して直交の、即ち９０°位相ずれ
した発振器信号ＬＯＱが加わる。

差動アンプの出力側Ａ１１１．Ａ１１２ないしＡ１２１
．Ａ１２２’（これはインｔ−ダンスＲ１１１，Ｒ１１
２ないしＲ１２１，Ｒ１２２を介して給電電圧の端子に
２に接続されており既に出力端子ＡＱ１．ＡＱ２ないし
ＡＱ３１ＡＱ４を成す）からは２つの出力信号が取出可
能であり、この両川力信号は混合器周波数成分のほかに
制御信号の信号成分をも含む。広帯域増幅装置の出力の
直流安定化及び対称構造に基づき両差動アンプＤ１１．
ＤＩ２には制御状態位置に無関係の同じ遮断電流が流れ
る。

直交混合器装置には差動アンプＤ５〜Ｄ８ないしＤｌｌ
、Ｄ１２が有利に切換動作で働き、即ち矩形制御信号で
働き、その際その他の成分に対して無視可能なノイズ成
分をたんに惹起する。

第１図の広帯域増幅装置の装置構成全体及び第４図又は
第５図の直交接続混合器を第７図に再度略示してあり、
個々の段におけるノイズ成分及び電流分割関係の表示の
もとでの順次連続する回路段への分割構成が示されてい
る。

高周波入力信号により制御される入力段Ｄ１は電流理工
１により定められる一定の作動電流Ｊｏを、入力信号に
従って、出力側Ａ１１における第１の部分電流Ｊ１１−
α１・Ｊｏと、出力側Ａ１２における第２の部分電流 Ｊ１２＝（１−α１）・工。とに分ける。入力段のノイ
ズ成分Ｎ１は装置構成全体の主ノイズ成分を成し、その
結果入力段の構成には規定的重要性がある。その場合、
低いノイズ成分、高い直線性、わずかな電力消費に対す
る要求により、個々のパラメータの設定の際の部分的に
逆行する傾向が生ぜしめられる。例えば、高いエミッタ
負帰還抵抗により直線性特性が改善され、これに反して
ノイズ特性が損なわれる。高い遮断電流は同様に直線性
特性を好適化するが、電力消費の点で不利である。従っ
て、詳細な設計仕様、選定は個別ケースの必要性に合せ
てなされるべきものである。両差動アンプＤ２．Ｄ３’
に有する制御段において両部分電流−’１１１　Ｊｌ　
２はＥＲｌ、ＥＲ２に加わる制御電位によって定められ
る同じ比にて次の電流Ｊ２１−α２・Ｊｌｌ。

、Ｔ２２＝（１−α２）・Ｊｌｌ、Ｊ３１−α６゜Ｊ１
２、Ｊ３２＝（１−α３）ｒ１２、但しα２−α６に分
けられる。電流Ｊ２２とＪ３２をまとめることにより、
和電流 Ｊ２＝Ｊ２２＋Ｊ３２−（１−α２）・Ｊｏが生じ、こ
の和電流はたんに制御段における分割比にのみ依存し、
有効信号成分をもはや含んでいない。有効信号成分はた
んにプッシュプルにて、Ｊｌｌ。

Ｊ１２に比して弱められた（減少された）振幅を有する
電流、Ｔ２１．、Ｔ３１中に含まれている。

制御段のノイズ成分Ｎ２．Ｎ３は分割比α２に依存し、
α２　＝　０．５に対して最大値をとるが、いずれにし
ろ、入力段のノイズ成分Ｎ１に著しく下回っている。

差動アンプＤ４を有する安定化段において和電流ＪＢ４
＝Ｊ２が同じ部分（α４　＝　０．５　）ずつ、差動ア
ンプＤ４のコレクタ電流及びベース電流として電流Ｊ２
１及び、Ｔ３１に付加される。

共通のベース電位及び共通のエミッタ電位による差動ア
ンプＤ４０２つのトランジスタのバランス化された励振
により、上記差動アンプのノイズ成分が最大になる。差
動アンプＤ４のノイズ成分が、トランジスタ面の拡大及
びそれにより得られる比較的に小さなトランジスタの拡
がり抵抗により減少される。これによって、差動アンプ
Ｄ４における比較的高いトランジスタ容量が生じ、それ
により、やはり当該装置構成の比較的に低い遮断周波数
が生じる。従って、特別な利点となるのは、第３図に略
示しであるようにアンプの出力側Ａ１、Ａ２と、差動ア
ンプＤ４との接続路中にノイズ阻止素子γＮを挿入接続
することである。その場合差動アンプ段のノイズが著し
く抑圧され、抵抗Ｒ４１２，Ｒ４２２は出力側Ａ１、Ａ
２’ｅノイズ阻止素子の容量から絶縁する。安定化段に
おける電流ＪＢ４の分割及び帰還によってブツシュブル
ー出力電流の直流成分ＪＡ１　＝Ｊ２１　＋ＪＢ４／２
及び域に亘って一定に保たれる。

分配段において出力電流ＪＡ１及びＪＡ２は夫々２つの
同じ成分（αＶ　＝　０．５に相応して）に分けられ、
混合器装置の基準電圧電極Ｂ５〜Ｂ８（第４．５図）に
供給される。均一な分割が、第４図におけるように抵抗
を介して行なわれてもよいし、また、第５図におけるよ
うに差動アンプを介して行なわれてもよく、その際差動
アンプを有する装置構成は混合器のより良好な絶縁性を
有するが、比較的高いノイズ成分ＮＶｉ呈する。重要な
ことは分配段において分割の際信号−遮断電流−比が変
化されないことである、それというのはすべての信号成
分が同じ比で低減され従って混合器出力信号における信
号−遮断電流比が、入力段と制御段とによって定まるか
らである。殊に入力段においては両方の４重−混合器Ｍ
Ｑ１１　　ＭＱ２に流れる電流の和が遮断電流として用
いられ得る。

混合器のノイズ成分はそれの作動状態に著しく依存する
。矩形信号でのベース端子の制御による切換モードでの
混合器の作動の際、実質的にノイズ及び相互変調ひずみ
を含む、混合器によるノイズ成分は全体としてわずかで
あり、矩形波信号の側縁急峻度に依存する。著しいノイ
ズ成分は先ず切換時点にて生じる。混合器の直線的作動
の際ノイズ成分は比較的大であり、もはや無視可能でな
い。

入力電圧を出力電流に変換するトランスアドミッタンス
−人力アンプと、複数の並列接続された混合器との縦続
接続の基本構成は唯１つの電流出力側を有するアンプに
も適用可能である。

直線性及びノイズ特性が実質的に入力段により定められ
分割により大して損なわれないという利点はこの場合に
も当嵌まり、複数の混合段に対して唯１つの入力段しか
要しないことにより、殊に、当該縦続接続化装置構成の
全体的に有利な電力消費のもとでの比較的高ＩＡ遮断電
流を可能にする。その際Ａ１、Ａ２を介してのプッシュ
プル制御付きの４重−混合器ＭＱ１１　　ＭＱ２の代わ
りに、例えば、たんに夫々１つの差動アンプを有する簡
単なプッシュプル混合器段が生じる。

発明の効果 本発明によれば大きな制御領域に亘って、増幅器装置に
おける直流電圧レベルの改善された安定性を有する可制
御広帯域増幅装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による広帯域増幅装置の実施例のブロッ
ク図、第２図は広帯域増幅装置にて用いられる差動アン
プの回路詳細図、第３図はＳ　／　Ｎ比改善のだめの回
路部の構成図、第４図は１つの可制御４象限乗算器なし
し２つの可制御４象限乗算器の実施例の回路構成図、第
５図は第４図と同様の回路構成であって差動アンプを介
しての信号分割機能付きの回路構成図、第３図はプッシ
ュプル混合器付き直交混合段の構成図、第７図は混合器
装置の個々の段の接続図である。 Ｄ１〜Ｄ４・・・差動アンプ、Ｅｌ、Ｋ２・・・有効信
号入力側、■１・・・定電流源、Ｋ１．に２・・・動作
電圧の（極）端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、夫々２つの入力側（Ｅｉｋ）と、２つの出力側（Ａ
   ｉｋ）とを有する４つの差動アンプ （Ｄｉ）及び１つの基準電圧電極（Ｂｉ）を有する可調
   整広帯域増幅装置であつて、その場合ｉ＝１、２、３、
   ４は夫々の差動アンプに割付けられておりｋ＝１、２は
   入、出力側に割付けられており、また、第１差動アンプ （Ｄ１）の両入力側（Ｅ１１、Ｅ１２）が当該広帯域増
   幅装置の両入力側（Ｅ１、Ｅ２）に接続されており、上
   記基準電圧電極（Ｂ１）は定電流源（Ｉ１）を介して動
   作電圧の一方の（極）端子（Ｋ１）と接続され、第１差
   動アンプ（Ｄ１）の一方の出力側（Ａ１１）は第２差動
   アンプ（Ｄ２）の基準電極（Ｂ２）と接続され、他方の
   出力側（Ａ１２）は第３の差動アンプ（Ｄ３）の基準電
   圧電極（Ｂ３）と接続されており、第２差動アンプ（Ｄ
   ２）の各１つの入力側及び第３差動アンプ（Ｄ３）の入
   力側は相互に接続され（Ｅ２１とＥ３１、Ｅ２２とＥ３
   ２）且制御電圧の供給のための入力側（ＥＲ１ないしＥ
   Ｒ２）に接続されており更に第２差動アンプ（Ｄ２）の
   出力側は第３差動アンプ（Ｄ３）の出力側に接続されて
   おり、第４差動アンプの基準電圧電極に接続されており
   （Ａ２２とＡ３２との接続及びこれとＢ４との接続）、
   第２、第３差動アンプ（Ｄ２、Ｄ３）のそのつど他方の
   出力側 （Ａ２１ないしＡ３１）が、接続点（Ｐ１ないしＰ２）
   を介して、第４差動アンプ（Ｄ４）のそれぞれ一方の出
   力側（Ａ４１ないしＡ４２）と、広帯域アンプの出力側
   （Ａ１ないしＡ２）とに接続され、また、信号出力結合
   段を介して動作電圧の他方の極端子（Ｋ２）に接続され
   ており、更に、第４差動アンプ（Ｄ４）の両入力側（Ｅ
   ４１、Ｅ４２）が相互に接続されかつ別の電圧源と接続
   されているものにおいて、別の電圧源として、直列に接
   続された２つの同等ないし等値の抵抗（Ｒ４１、Ｒ４２
   ）の接続点（Ｑ）が設けられており、その際上記直列に
   接続された抵抗は第２、第３差動アンプ（Ｄ２、Ｄ３）
   の、相互に接続されていないほうの出力側（Ａ２１、Ａ
   ３１）間に挿入接続されていることを特徴とする可調整
   広帯域増幅装置。 ２、各差動アンプは２つのトランジスタを有しこのトラ
   ンジスタのベース端子が両入力側を成し、それのコレク
   タ端子が両出力側を成し、それの相互接続されたエミッ
   タが基準電圧電極を成すように構成されている請求項１
   記載の増幅装置。 ３、第１および／又は第４差動アンプ（Ｄ１、Ｄ４）に
   おいて、基準電圧電極（Ｂ１）に接続されているエミッ
   タの夫々のエミッタリード線中に夫々１つの抵抗（Ｒ１
   １ないしＲ１２）が挿入接続されている請求項２記載の
   増幅装置。 ４、第４の差動アンプ（Ｄ４）の２つの相互に接続され
   た入力側（Ｅ４１、Ｅ４２）と、各１つの接続点（Ｐ１
   ないしＰ２）との間に挿入接続された同等ないし等値の
   抵抗（Ｒ４１ないしＲ４２）が、同じ分割比を有する各
   ２つの分圧抵抗（Ｒ４１１とＲ４１２ないし Ｒ４２１とＲ４２２）に分けられており、更に、両抵抗
   （Ｒ４１２、Ｒ４１１ないし Ｒ４２１、Ｒ４２１）の夫々の接続点が、コンデンサ（
   Ｃ４１、Ｃ４２）を介して基準電位と接続されており、
   更に、第４差動アンプ（Ｄ４）の各１つの出力側（Ａ４
   １ないし Ａ４２）が、両抵抗の夫々の接続点（ＶＰ１、ＶＰ２）
   と接続されている請求項４記載の増幅装置。 ５、上記コンデンサ（Ｃ４１、Ｃ４２）は上記接続点（
   ＶＰ１、ＶＰ２）間の唯１つのコンデンサにまとめられ
   ている、先行する請求項のいずれかに記載の増幅装置。 ６、先行する請求項のうちいずれかに記載の増幅装置と
   、当該増幅装置にて増幅される入力信号を、１つ又は複
   数の重量信号により変換するための混合段とを有する混
   合器装置において、上記広帯域増幅装置の出力側が上記
   混合段を介して作動電圧の他方の（極）端子 （Ｋ２）に接続されており、上記広帯域増幅装置の出力
   電流が上記混合段の作動電流を成すように構成されてい
   る混合器装置。 ７、上記混合段は２つの差動アンプ（Ｄ５、Ｄ６）を有
   する４象限乗算器の形の混合器を有し、上記差動アンプ
   の基準電圧電極（Ｂ５、Ｂ６）は直接的に上記広帯域増
   幅装置の各１つの出力側（Ａ１、Ａ２）に接続されてお
   り、更に、上記両差動アンプは入力側にて並列的に接続
   され、出力側にて交差接続されており、更に、上記差動
   アンプの入力側（ＥＱ１、 ＥＱ２）には重量信号が印加されるように構成されてお
   り、更に、相互に交差接続された出力側は信号出力結合
   段を介して作動電圧源の他方の（極）端子（Ｋ２）に接
   続されている請求項６記載の混合器装置。 ８、上記混合段は各１つの第１、第２基準電圧電極を有
   する４象限乗算器の形の２つ以上の同じように構成され
   た混合器を有し、更に、上記第１の基準電圧電極（Ｂ６
   、Ｂ８）は広帯域増幅装置の一方の出力側（Ａ１）に、
   また、上記第２の基準電圧電極（Ｂ５、Ｂ７）は広帯域
   増幅装置の他方の出力側（Ａ２）に並列に且同等に接続
   されており、また、複数の混合器が異なる重量信号によ
   り制御される請求項７記載の混合器装置。 ９、複数の基準電圧電極を広帯域増幅装置の１つの出力
   側と並列且同等に接続するために複数の同等ないし等値
   の抵抗（Ｒ２１、Ｒ２２、ないしＲ３１、Ｒ３２）が設
   けられている請求項６記載の混合器装置。 １０、複数の基準電圧電極を並列且同等に広帯域増幅装
   置の１つの出力側と接続するため別の１つの差動アンプ
   （Ｄ９ないしＤ１０）が設けられている請求項８記載の
   混合器装置。 １１、上記混合段は各１つの差動アンプ（Ｄ１１、Ｄ１
   ２）を有する２つのプッシュプル混合器を有し、該混合
   器はその基準電圧電極 （Ｂ１１ないしＢ１２）を介して、広帯域増幅装置の２
   つの出力側の各々（Ａ１、Ａ２）と接続されている請求
   項６記載の混合器装置。 １２、上記混合段は２つの混合器を有する１つの４象限
   混合段を有し上記両混合器は９０゜位相ずれした２つの
   同じ重量信号により制御される請求項８から１１までの
   うちいずれかに記載の混合器装置。 １３、上記混合段は切換動作モードで働く請求項６から
   １２までのうちいずれかに記載の混合器装置。