JPH0132637B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0132637B2 JPH0132637B2 JP59071149A JP7114984A JPH0132637B2 JP H0132637 B2 JPH0132637 B2 JP H0132637B2 JP 59071149 A JP59071149 A JP 59071149A JP 7114984 A JP7114984 A JP 7114984A JP H0132637 B2 JPH0132637 B2 JP H0132637B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- transistor
- series
- switching element
- resonant
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- General Induction Heating (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は誘導加熱装置用インバータ回路に関す
るものである。
るものである。
従来例の構成とその問題点
直列インバータ回路として従来は第１図の如く
インバータ回路を構成するスイツチング素子１及
び２に逆並列にダイオード３及び４を接続しただ
けのもの、或は第２図の如くさらに抵抗Ｒ及びコ
ンデンサCsの直列回路を並列接続したものを用い
ていた。第１図では上記スイツチング素子１及び
２の電圧の立上がりが急峻なため、上記スイツチ
ング素子の安全動作領域に対する動作余裕が小さ
いと共に、スイツチング損失が大きいという欠点
を有していた。第２図では、上記抵抗の損失が大
きく直列インバータ回路の変換効率低下をきたす
という欠点をこの第２図の抵抗Ｒを単に除去すれ
ば抵抗損失をなくすことができると考えられる
が、負荷コイルと共振コンデンサの直列回路の共
振周波数以下でインバータ回路を動作させる場
合、コンデンサCsに充電された状態でスイツチン
グ素子１あるいは２がオンするとスイツチング素
子に短絡電流が流れ、スイツチング素子の安全動
作領域外にまで電流が達するため、電流制限用と
して必ず抵抗Ｒを設ける必要があつた。
インバータ回路を構成するスイツチング素子１及
び２に逆並列にダイオード３及び４を接続しただ
けのもの、或は第２図の如くさらに抵抗Ｒ及びコ
ンデンサCsの直列回路を並列接続したものを用い
ていた。第１図では上記スイツチング素子１及び
２の電圧の立上がりが急峻なため、上記スイツチ
ング素子の安全動作領域に対する動作余裕が小さ
いと共に、スイツチング損失が大きいという欠点
を有していた。第２図では、上記抵抗の損失が大
きく直列インバータ回路の変換効率低下をきたす
という欠点をこの第２図の抵抗Ｒを単に除去すれ
ば抵抗損失をなくすことができると考えられる
が、負荷コイルと共振コンデンサの直列回路の共
振周波数以下でインバータ回路を動作させる場
合、コンデンサCsに充電された状態でスイツチン
グ素子１あるいは２がオンするとスイツチング素
子に短絡電流が流れ、スイツチング素子の安全動
作領域外にまで電流が達するため、電流制限用と
して必ず抵抗Ｒを設ける必要があつた。
発明の目的
本発明は、かかる欠点に鑑みてなされたもので
インバータ回路を構成するスイツチング素子の、
安全動作領域に対する動作余裕の増大、スイツチ
ング損失による発熱の低減を図るものである。
インバータ回路を構成するスイツチング素子の、
安全動作領域に対する動作余裕の増大、スイツチ
ング損失による発熱の低減を図るものである。
発明の構成
上記目的を達するため、本発明の誘導加熱用イ
ンバータ回路は直流電源と、負荷コイル及び共振
コンデンサの直列共振回路よりなる負荷回路と、
上記直流電源及び負荷回路の間に直列的に介在す
る第１のスイツチング素子と、上記負荷回路に並
列的に接続された第２のスイツチング素子よりな
り、上記スイツチング素子に逆並列にダイオード
を接続した直列インバータ回路において、上記ス
イツチング素子と負荷回路の接続点と、上記直流
電源間に少なくとも１個の遅延コンデンサを接続
し、上記直列共振回路の共振周波数以上の周波数
で動作するものである。
ンバータ回路は直流電源と、負荷コイル及び共振
コンデンサの直列共振回路よりなる負荷回路と、
上記直流電源及び負荷回路の間に直列的に介在す
る第１のスイツチング素子と、上記負荷回路に並
列的に接続された第２のスイツチング素子よりな
り、上記スイツチング素子に逆並列にダイオード
を接続した直列インバータ回路において、上記ス
イツチング素子と負荷回路の接続点と、上記直流
電源間に少なくとも１個の遅延コンデンサを接続
し、上記直列共振回路の共振周波数以上の周波数
で動作するものである。
実施例の説明
以下、本発明を実施例に従い詳述する。第３図
におて、１はトランジスタで直流電源及び負荷回
路の間に直列的に介在している。２はトランジス
タで負荷回路に並列的に接続されている。３及び
４はダイオードで、それぞれトランジスタ１及び
２に逆並列に接続されている。５は負荷コイル、
６は共振コンデンサである。負荷コイル及び共振
コンデンサ６の直列共振回路よりなる負荷回路は
トランジスタ１及び２の接続点と、上記直流電源
の間に接続されている。８は電源スイツチ７を介
して交流電源がその入力に加えられる単相ブリツ
ジよりなる全波整流器、９は平滑コンデンサ、１
０は全波整流器８と並列接続された前記直列共振
回路の共振周波数以上の周波数でトランジスタ１
および２を駆動するベース駆動回路である。であ
る。
におて、１はトランジスタで直流電源及び負荷回
路の間に直列的に介在している。２はトランジス
タで負荷回路に並列的に接続されている。３及び
４はダイオードで、それぞれトランジスタ１及び
２に逆並列に接続されている。５は負荷コイル、
６は共振コンデンサである。負荷コイル及び共振
コンデンサ６の直列共振回路よりなる負荷回路は
トランジスタ１及び２の接続点と、上記直流電源
の間に接続されている。８は電源スイツチ７を介
して交流電源がその入力に加えられる単相ブリツ
ジよりなる全波整流器、９は平滑コンデンサ、１
０は全波整流器８と並列接続された前記直列共振
回路の共振周波数以上の周波数でトランジスタ１
および２を駆動するベース駆動回路である。であ
る。
第３図において第４図波形図を用いて動作を説
明する。第４図Ａはトランジスタ１のベース電
流、同図Ｂはトランジスタ１のコレクタ電流、同
図Ｃはダイオード３の順方向電流、同図Ｄはトラ
ンジスタ１のコレクタ−エミツタ間電圧、同図Ｅ
はトランジスタ２のベース電流、同図Ｆはトラン
ジスタ２のコレクタ電流、同図Ｇはダイオード４
の順方向電流、同図Ｈはトランジスタ２のコレク
タ−エミツタ間電圧、同図Ｉはトランジスタ１の
スイツチング損失、同図Ｊはトランジスタ２のス
イツチング損失、同図Ｋはトランジスタ１の電圧
−電流軌跡で横軸はコレクタ−エミツタ間電圧で
縦軸はコレクタ電流である。同図Ｌはトランジス
タ２の電圧−電流軌跡で横軸及び縦軸は同図Ｋと
同様である。第４図で破線は遅延コンデンサCd
のない場合、すなわち第１図の従来例の波形であ
る。
明する。第４図Ａはトランジスタ１のベース電
流、同図Ｂはトランジスタ１のコレクタ電流、同
図Ｃはダイオード３の順方向電流、同図Ｄはトラ
ンジスタ１のコレクタ−エミツタ間電圧、同図Ｅ
はトランジスタ２のベース電流、同図Ｆはトラン
ジスタ２のコレクタ電流、同図Ｇはダイオード４
の順方向電流、同図Ｈはトランジスタ２のコレク
タ−エミツタ間電圧、同図Ｉはトランジスタ１の
スイツチング損失、同図Ｊはトランジスタ２のス
イツチング損失、同図Ｋはトランジスタ１の電圧
−電流軌跡で横軸はコレクタ−エミツタ間電圧で
縦軸はコレクタ電流である。同図Ｌはトランジス
タ２の電圧−電流軌跡で横軸及び縦軸は同図Ｋと
同様である。第４図で破線は遅延コンデンサCd
のない場合、すなわち第１図の従来例の波形であ
る。
本実施例においては、トランジスタ２が遮断さ
れたとき、負荷コイル５、共振コンデンサ６、遅
延コンデンサCdよりなる直列共振回路が形成さ
れ上記直列共振回路の自然角周波数に従つてトラ
ンジスタ２のコレクタ−エミツタ間電圧が立ち上
がる。第１図の従来例の場合は上記直列回路が形
成されないのでトランジスタ２が完全に遮断され
た時点でトランジスタ２のコレクタ−エミツタ間
電圧がその最大値に達する。その故第４図Ｄ，Ｈ
に示す様に第３図の実施例では、第１図の従来例
に比してトランジスタ２のコレクタ−エミツタ間
電圧の立上がりが遅延コンデンサCdの充電時間
Ｔだけ遅れる。同様にトランジスタ１のコレクタ
−エミツタ間電圧の立上がりも上記時間Ｔだけ遅
れる。特に、共振周波数以上でトランジスタ１，
２を駆動しているため、トランジスタ１，２のコ
レクタ電流（第４図Ｂ，Ｆ）は完全な正弦波を形
成する以前にオフされ、急激に低下していく。こ
のコレクタ電流は直列共振回路を流れる電流波形
とほぼ同じ波形をしている。すなわち、トランジ
スタ１をオンからオフすれば、直列共振回路に流
れる電流も急激に低下し始めるとともに、負荷コ
イル５にエネルギが蓄積された状態で前記電流が
急激に低下するため、この負荷コイル５は遅延コ
ンデンサCdのエネルギーを吸収（遅延コンデン
サCdが放電）し、次にトランジスタ２がオンす
るまでには遅延コンデンサの端子電圧がほぼ零と
なり、トランジスタ２に短絡電流が流れることが
ない。
れたとき、負荷コイル５、共振コンデンサ６、遅
延コンデンサCdよりなる直列共振回路が形成さ
れ上記直列共振回路の自然角周波数に従つてトラ
ンジスタ２のコレクタ−エミツタ間電圧が立ち上
がる。第１図の従来例の場合は上記直列回路が形
成されないのでトランジスタ２が完全に遮断され
た時点でトランジスタ２のコレクタ−エミツタ間
電圧がその最大値に達する。その故第４図Ｄ，Ｈ
に示す様に第３図の実施例では、第１図の従来例
に比してトランジスタ２のコレクタ−エミツタ間
電圧の立上がりが遅延コンデンサCdの充電時間
Ｔだけ遅れる。同様にトランジスタ１のコレクタ
−エミツタ間電圧の立上がりも上記時間Ｔだけ遅
れる。特に、共振周波数以上でトランジスタ１，
２を駆動しているため、トランジスタ１，２のコ
レクタ電流（第４図Ｂ，Ｆ）は完全な正弦波を形
成する以前にオフされ、急激に低下していく。こ
のコレクタ電流は直列共振回路を流れる電流波形
とほぼ同じ波形をしている。すなわち、トランジ
スタ１をオンからオフすれば、直列共振回路に流
れる電流も急激に低下し始めるとともに、負荷コ
イル５にエネルギが蓄積された状態で前記電流が
急激に低下するため、この負荷コイル５は遅延コ
ンデンサCdのエネルギーを吸収（遅延コンデン
サCdが放電）し、次にトランジスタ２がオンす
るまでには遅延コンデンサの端子電圧がほぼ零と
なり、トランジスタ２に短絡電流が流れることが
ない。
以上の特性を利用して本発明では、短絡電流を
抑制するための電流制限用抵抗を排除することを
可能とし、抵抗による変換効率の低下をなくすと
ともに、遅延コンデンサによるトランジスタに印
加される急峻な電圧を抑え、トランジスタの安全
動作領域に対する動作余裕を増大できる。第５図
及び第６図は本発明の他の実施例であり、その動
作は第３図の実施例より容易に類推できる。図中
第３図と同じ動作をする素子は同一番号を付して
いる。
抑制するための電流制限用抵抗を排除することを
可能とし、抵抗による変換効率の低下をなくすと
ともに、遅延コンデンサによるトランジスタに印
加される急峻な電圧を抑え、トランジスタの安全
動作領域に対する動作余裕を増大できる。第５図
及び第６図は本発明の他の実施例であり、その動
作は第３図の実施例より容易に類推できる。図中
第３図と同じ動作をする素子は同一番号を付して
いる。
発明の効果
以上述べたように、本発明の遅延コンデンサを
付加することにより、第４図Ｋ，Ｌに示すように
直列インバータ回路を構成するスイツチング素子
の安全動作領域に対する動作余裕を増大し、第４
図Ｉ，Ｊに示すようにスイツチング損失を低減す
ることができる。加えて第２図の従来例に比して
抵抗Ｒによる損失がないので直列インバータ回路
の変換効率を高めることができる。
付加することにより、第４図Ｋ，Ｌに示すように
直列インバータ回路を構成するスイツチング素子
の安全動作領域に対する動作余裕を増大し、第４
図Ｉ，Ｊに示すようにスイツチング損失を低減す
ることができる。加えて第２図の従来例に比して
抵抗Ｒによる損失がないので直列インバータ回路
の変換効率を高めることができる。
第１図及び第２図は従来の直列インバータ回路
の回路図、第３図は本発明の一実施例を示す誘導
加熱装置用インバータ回路の回路図、第４図Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ，Ｉ，Ｊ，Ｋ，Ｌは
第３図の動作を示す波形図、第５図及び第６図は
本発明の他の実施例を示す回路図である。 １，２……トランジスタ、３，４……ダイオー
ド、Cd……遅延コンデンサ、５……負荷コイル、
６……共振コンデンサ。
の回路図、第３図は本発明の一実施例を示す誘導
加熱装置用インバータ回路の回路図、第４図Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ，Ｉ，Ｊ，Ｋ，Ｌは
第３図の動作を示す波形図、第５図及び第６図は
本発明の他の実施例を示す回路図である。 １，２……トランジスタ、３，４……ダイオー
ド、Cd……遅延コンデンサ、５……負荷コイル、
６……共振コンデンサ。
Claims (1)
- １ 直流電源と、負荷コイル及び共振コンデンサ
の直列共振回路よりなる負荷回路と、上記直流電
源及び負荷回路の間に直列的に介在する第１のス
イツチング素子と、上記負荷回路に並列的に接続
された第２のスイツチング素子よりなり、上記ス
イツチング素子に逆並列にダイオードを接続した
直列インバータ回路において、上記スイツチング
素子と負荷回路の接続点と、上記直流電源間に少
なくとも１個の遅延コンデンサを接続し、前記直
列共振回路の共振周波数以上の周波数で動作する
誘導加熱装置用インバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59071149A JPS59209296A (ja) | 1984-04-10 | 1984-04-10 | 誘導加熱装置用インバ−タ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59071149A JPS59209296A (ja) | 1984-04-10 | 1984-04-10 | 誘導加熱装置用インバ−タ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59209296A JPS59209296A (ja) | 1984-11-27 |
| JPH0132637B2 true JPH0132637B2 (ja) | 1989-07-07 |
Family
ID=13452257
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59071149A Granted JPS59209296A (ja) | 1984-04-10 | 1984-04-10 | 誘導加熱装置用インバ−タ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59209296A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62250874A (ja) * | 1986-04-23 | 1987-10-31 | Fuji Electric Co Ltd | 直列共振負荷用電圧形インバ−タ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5512395Y2 (ja) * | 1976-01-17 | 1980-03-18 |
-
1984
- 1984-04-10 JP JP59071149A patent/JPS59209296A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59209296A (ja) | 1984-11-27 |
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