JPH0133925B2 - - Google Patents
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- JPH0133925B2 JPH0133925B2 JP58094445A JP9444583A JPH0133925B2 JP H0133925 B2 JPH0133925 B2 JP H0133925B2 JP 58094445 A JP58094445 A JP 58094445A JP 9444583 A JP9444583 A JP 9444583A JP H0133925 B2 JPH0133925 B2 JP H0133925B2
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F30/00—Fixed transformers not covered by group H01F19/00
- H01F30/06—Fixed transformers not covered by group H01F19/00 characterised by the structure
- H01F30/12—Two-phase, three-phase or polyphase transformers
- H01F30/14—Two-phase, three-phase or polyphase transformers for changing the number of phases
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
立体磁心、直交磁心で構成され２つの並列鉄共
振回路の直列回路とパラメトリツク発振回路を組
合せた相数変換器は単相交流を２相交流に変換で
きること、出力周波数を入力周波数の整数倍にス
テツプ的に変更（周波数変換）ができること、良
好な定電圧特性および過負荷保護特性、垂下特性
を有すること、効率が良いこと及び入力電圧波形
が歪波形でも良好な正弦波の出力電圧波形が得ら
れること等の優れた特徴を有し、定電圧回路、逓
倍器、分周器として利用されている。
振回路の直列回路とパラメトリツク発振回路を組
合せた相数変換器は単相交流を２相交流に変換で
きること、出力周波数を入力周波数の整数倍にス
テツプ的に変更（周波数変換）ができること、良
好な定電圧特性および過負荷保護特性、垂下特性
を有すること、効率が良いこと及び入力電圧波形
が歪波形でも良好な正弦波の出力電圧波形が得ら
れること等の優れた特徴を有し、定電圧回路、逓
倍器、分周器として利用されている。
本発明は単相交流を３相交流に周波数も変えて
変換する相数変換器に係り、特に１次側の単相入
力電圧を一定としたとき、２次側の３相交流出力
電圧を自由に可変できる相数変換器に関する。
変換する相数変換器に係り、特に１次側の単相入
力電圧を一定としたとき、２次側の３相交流出力
電圧を自由に可変できる相数変換器に関する。
本発明者らは対称配置した磁心に並列鉄共振回
路とパラメトリツク発振回路の両機能以外に電圧
制御回路の機能をもたせ、能動体素子を用いずに
電圧制御回路の制御コイルに印加した制御直流電
流を変化することにより１次側の単相入力電圧を
一定としたとき、２次側の２相交流出力電圧を自
由に可変できる相数変換器を特願昭58−030399号
として既に提案した。
路とパラメトリツク発振回路の両機能以外に電圧
制御回路の機能をもたせ、能動体素子を用いずに
電圧制御回路の制御コイルに印加した制御直流電
流を変化することにより１次側の単相入力電圧を
一定としたとき、２次側の２相交流出力電圧を自
由に可変できる相数変換器を特願昭58−030399号
として既に提案した。
〔発明の目的〕
本発明は単相交流を３相交流に周波数も変えて
変換することができ、かつ１次側の単相入力電圧
を一定としたとき、２次側の３相交流出力電圧を
120゜の位相を保持したまま自由に可変できる相数
変換器を提供することを目的としたものである。
変換することができ、かつ１次側の単相入力電圧
を一定としたとき、２次側の３相交流出力電圧を
120゜の位相を保持したまま自由に可変できる相数
変換器を提供することを目的としたものである。
上記の目的を達成する本発明は第１，第２図示
のようにＵ形磁心１の２つのアーム１ａ，１ｂの
端面に、対向する２つのＩ形磁心２1，２2の両端
部面を互いに直交するよう対接し、この２つのＩ
形磁心２1，２2の中心部面にそれぞれＴ字形にな
るようＩ形磁心３1，３2の一端面を連接せしめ、
このＩ形磁心３1，３2の他端面に、それぞれ互い
にアーム端面を連接した２つのＥ形磁心４1，４2
の中心部一面を接合し、この２つのＥ形磁心４1，
４2の中心部他面に、それぞれＵ形磁心５の２つ
のアーム５ａ，５ｂの端面を接合せしめ、前記Ｕ
形磁心１に単相入力電圧が印加される入力側コイ
ル６を施こし、前記２つのＩ形磁心３1，３2にそ
れぞれ同一巻数の出力側コイル７1，７2を施こし
て直列に接続すると共に、前記２つのＥ形磁心４
１，４2の各３つのアーム４1a〜４1c、４2a〜４2cに
もそれぞれ同一巻数の出力側コイル８1a〜８1c，
８2a〜８2cを施こし、かつ互いに連接された３つ
のアーム同志の出力側コイル８1aと８2a，８1bと
８2b，８1cと８2cをそれぞれ直列に接続し、前記
出力側コイル７1，７2の直列回路及び出力側コイ
ル８1a，８2a，８1b，８2b，８1c，８2cの各直列回
路にそれぞれ並列に出力側コンデンサ９，１０ａ
〜１０ｃを接続せしめ、前記Ｕ形磁心５には制御
直流電圧が印加される制御コイル１１を施こし、
このＵ形磁心５の透磁率μ5を２つのＥ形磁心４1，
４2の透磁率μ41，μ42よりかなり低くμ5≪μ41，μ42
として構成する。
のようにＵ形磁心１の２つのアーム１ａ，１ｂの
端面に、対向する２つのＩ形磁心２1，２2の両端
部面を互いに直交するよう対接し、この２つのＩ
形磁心２1，２2の中心部面にそれぞれＴ字形にな
るようＩ形磁心３1，３2の一端面を連接せしめ、
このＩ形磁心３1，３2の他端面に、それぞれ互い
にアーム端面を連接した２つのＥ形磁心４1，４2
の中心部一面を接合し、この２つのＥ形磁心４1，
４2の中心部他面に、それぞれＵ形磁心５の２つ
のアーム５ａ，５ｂの端面を接合せしめ、前記Ｕ
形磁心１に単相入力電圧が印加される入力側コイ
ル６を施こし、前記２つのＩ形磁心３1，３2にそ
れぞれ同一巻数の出力側コイル７1，７2を施こし
て直列に接続すると共に、前記２つのＥ形磁心４
１，４2の各３つのアーム４1a〜４1c、４2a〜４2cに
もそれぞれ同一巻数の出力側コイル８1a〜８1c，
８2a〜８2cを施こし、かつ互いに連接された３つ
のアーム同志の出力側コイル８1aと８2a，８1bと
８2b，８1cと８2cをそれぞれ直列に接続し、前記
出力側コイル７1，７2の直列回路及び出力側コイ
ル８1a，８2a，８1b，８2b，８1c，８2cの各直列回
路にそれぞれ並列に出力側コンデンサ９，１０ａ
〜１０ｃを接続せしめ、前記Ｕ形磁心５には制御
直流電圧が印加される制御コイル１１を施こし、
このＵ形磁心５の透磁率μ5を２つのＥ形磁心４1，
４2の透磁率μ41，μ42よりかなり低くμ5≪μ41，μ42
として構成する。
以下図面によつて本発明の一実施例の構成を詳
細に説明する。
細に説明する。
第１図はその構成説明図、第２図はその回路
図、第３図は本発明で使用されるＵ形磁心、Ｉ形
磁心及びＥ形磁心の形状寸法を示す説明図であ
る。
図、第３図は本発明で使用されるＵ形磁心、Ｉ形
磁心及びＥ形磁心の形状寸法を示す説明図であ
る。
Ｕ形磁心１は長さl1＝40mm、幅w1＝40mm、高さ
h1＝48mm、厚さt1＝８mm、アーム間の距離f1＝24
mmのフエライトコアで、そのアーム１ａ，１ｂに
それぞれ直径0.5mmのフオルマール線を用いた巻
数n1＝150回の入力側コイル６ａ，６ｂが施こさ
れ、これらは直列に接続されている。入力側コイ
ル６ａ，６ｂは１つのコイル６としてもよい。
h1＝48mm、厚さt1＝８mm、アーム間の距離f1＝24
mmのフエライトコアで、そのアーム１ａ，１ｂに
それぞれ直径0.5mmのフオルマール線を用いた巻
数n1＝150回の入力側コイル６ａ，６ｂが施こさ
れ、これらは直列に接続されている。入力側コイ
ル６ａ，６ｂは１つのコイル６としてもよい。
Ｉ形磁心２1，２2及び３1，３2は長さl2＝40mm、
幅w2＝12mm、厚さt2＝８mmのフエライトコアで、
Ｉ形磁心３1，３2にそれぞれ直径0.5mmのフオル
マール線を用いた巻数n3＝50回の出力側コイル７
１，７2が施こされ、これらは直列に接続されてい
る。
幅w2＝12mm、厚さt2＝８mmのフエライトコアで、
Ｉ形磁心３1，３2にそれぞれ直径0.5mmのフオル
マール線を用いた巻数n3＝50回の出力側コイル７
１，７2が施こされ、これらは直列に接続されてい
る。
Ｅ形磁心４1，４2は長さl3＝40mm、幅w3＝12
mm、高さh2＝86mm、厚さt3＝８mm、アーム間の距
離f2＝８mmのフエライトコアである。Ｕ形磁心４
１，４2の各３つのアーム４1a〜４1c，４2a〜４2cに
はそれぞれ直径0.5mmのフオルマール線を用いた
巻数n41＝n42＝50回の出力側コイル８1a〜８1c，
８2a〜８2cが施こされ、出力側コイル８1aと８2a，
８1bと８2b，８1cと８2cはそれぞれ直列に接続され
ている。
mm、高さh2＝86mm、厚さt3＝８mm、アーム間の距
離f2＝８mmのフエライトコアである。Ｕ形磁心４
１，４2の各３つのアーム４1a〜４1c，４2a〜４2cに
はそれぞれ直径0.5mmのフオルマール線を用いた
巻数n41＝n42＝50回の出力側コイル８1a〜８1c，
８2a〜８2cが施こされ、出力側コイル８1aと８2a，
８1bと８2b，８1cと８2cはそれぞれ直列に接続され
ている。
Ｕ形磁心５は全長l4＝170mm、断面積Ｓ＝1.12cm2
の軟鉄磁心で、Ｕ形磁心５の２つのアーム５ａ，
５ｂにはそれぞれ直径0.5mmのフオルマール線を
用いた巻数n5＝250回の制御コイル１１ａ，１１
ｂが施こされ、これらは直列に接続されている。
制御コイル１１ａ，１１ｂは１つのコイル１１と
してもよい。
の軟鉄磁心で、Ｕ形磁心５の２つのアーム５ａ，
５ｂにはそれぞれ直径0.5mmのフオルマール線を
用いた巻数n5＝250回の制御コイル１１ａ，１１
ｂが施こされ、これらは直列に接続されている。
制御コイル１１ａ，１１ｂは１つのコイル１１と
してもよい。
Ｕ形磁心５の透磁率μ5を２つのＥ形磁心４1，
４2の透磁率μ41，μ42よりかなり低くμ5≪μ41，μ42
とするため、Ｕ形磁心５として軟鉄磁心を用いて
いる。
４2の透磁率μ41，μ42よりかなり低くμ5≪μ41，μ42
とするため、Ｕ形磁心５として軟鉄磁心を用いて
いる。
なお、第１図示のＵ形磁心５（断面角形）と第
３図示のＵ形磁心５（断面円形）の形状が異なつ
ているが、いずれの形状でも差し支えない。
３図示のＵ形磁心５（断面円形）の形状が異なつ
ているが、いずれの形状でも差し支えない。
そして第１図示のようにＵ形磁心１の２つのア
ーム１ａ，１ｂの端面に、対向する２つのＩ形磁
心２1，２2の両端部面を互いに直交するよう対接
し、この２つのＩ形磁心２1，２2の中心部面にそ
れぞれＴ字形になるようＩ形磁心３1，３2の一端
面を連接せしめる。このＩ形磁心３1，３2の他端
面に、それぞれ互いにアーム端面を連接した２つ
のＥ形磁心４1，４2の中心部一面を接合し、この
２つのＥ形磁心４1，４2の中心部他面に、それぞ
れＵ形磁心５の２つのアーム５ａ，５ｂの端面を
接合せしめる。なお、Ｉ形磁心２1，２2と３1，
３2の代りにＴ字形カツトコアを用いてもよい。
ーム１ａ，１ｂの端面に、対向する２つのＩ形磁
心２1，２2の両端部面を互いに直交するよう対接
し、この２つのＩ形磁心２1，２2の中心部面にそ
れぞれＴ字形になるようＩ形磁心３1，３2の一端
面を連接せしめる。このＩ形磁心３1，３2の他端
面に、それぞれ互いにアーム端面を連接した２つ
のＥ形磁心４1，４2の中心部一面を接合し、この
２つのＥ形磁心４1，４2の中心部他面に、それぞ
れＵ形磁心５の２つのアーム５ａ，５ｂの端面を
接合せしめる。なお、Ｉ形磁心２1，２2と３1，
３2の代りにＴ字形カツトコアを用いてもよい。
Ｉ形磁心３1，３2にそれぞれ施こした出力側コ
イル７1，７2の直列回路及びＥ形磁心４1，４2の
各３つのアーム４1a〜４1c，４2a〜４2cにそれぞれ
施こした出力側コイル８1a，８2a，８1b，８2b，
８1c，８2cの各直列回路に、それぞれ第２図示の
ように並列に出力側コンデンサ９，１０ａ〜１０
ｃを接続する。これらの出力側コンデンサ９，１
０ａ〜１０ｃの容量C9，C10a〜C10cは得ようとす
る周波数に応じて決定する。Ｕ形磁心１に施こし
た入力側コイル６ａ，６ｂの直列回路にも並列に
入力側コンデンサを接続してもよい。
イル７1，７2の直列回路及びＥ形磁心４1，４2の
各３つのアーム４1a〜４1c，４2a〜４2cにそれぞれ
施こした出力側コイル８1a，８2a，８1b，８2b，
８1c，８2cの各直列回路に、それぞれ第２図示の
ように並列に出力側コンデンサ９，１０ａ〜１０
ｃを接続する。これらの出力側コンデンサ９，１
０ａ〜１０ｃの容量C9，C10a〜C10cは得ようとす
る周波数に応じて決定する。Ｕ形磁心１に施こし
た入力側コイル６ａ，６ｂの直列回路にも並列に
入力側コンデンサを接続してもよい。
次に実施例の作用を説明する。実施例の作用を
理解してもらうためにまず、公知例から述べる。
理解してもらうためにまず、公知例から述べる。
第１７図は公知の相数変換器の基本例を示す回
路図で、２つの並列鉄共振回路Z1，Z2の直列回路
はZ1，Z2を適当に調整することによつて単相入力
電圧Vinに対して位相差を有する２相の出力電圧
V01，V02が得られる。即ち、この回路は単相交
流を２相交流に変換する相数変換器として利用で
きる。
路図で、２つの並列鉄共振回路Z1，Z2の直列回路
はZ1，Z2を適当に調整することによつて単相入力
電圧Vinに対して位相差を有する２相の出力電圧
V01，V02が得られる。即ち、この回路は単相交
流を２相交流に変換する相数変換器として利用で
きる。
第１８図は公知の周波数変換器の基本例を示す
回路図で、２つのＵ形磁心１A，１Bを直交配置
し、入力側コイルに単相入力電圧Vinを印加し、
出力側コイルに出力側コンデンサCoを接続した
回路はパラメトリツク発振回路と称し、出力側コ
ンデンサCoを適当に選ぶことにより入力周波数
ｆの整数倍の周波数nf（ｎ＝１、２、３……）の
出力電圧が得られる。即ち、この回路は周波数変
換器として利用できる。
回路図で、２つのＵ形磁心１A，１Bを直交配置
し、入力側コイルに単相入力電圧Vinを印加し、
出力側コイルに出力側コンデンサCoを接続した
回路はパラメトリツク発振回路と称し、出力側コ
ンデンサCoを適当に選ぶことにより入力周波数
ｆの整数倍の周波数nf（ｎ＝１、２、３……）の
出力電圧が得られる。即ち、この回路は周波数変
換器として利用できる。
本発明は第１図においてＵ形磁心１、Ｉ形磁心
２1，２2，３1，３2、Ｅ形磁心４1，４2及び入力
側コイル６ａ，６ｂと出力側コイル７1，７2の直
列回路と出力側コンデンサ９とで第１８図示のパ
ラメトリツク発振回路を形成するから周波数変換
が可能である。更にＥ形磁心４1，４2の各３つの
アームにそれぞれ施こした出力側コイル８1a，８
２ａ，８1b，８2b，８1c，８2cの各直列回路と出力側
コンデンサ１０ａ〜１０ｃを追加することにより
第１７図示の並列鉄共振回路を形成するから相数
変換が可能であり、しかもＥ形磁心の３つのアー
ムに３つのコイルが巻装された構造になつている
から３相変換が可能である。
２1，２2，３1，３2、Ｅ形磁心４1，４2及び入力
側コイル６ａ，６ｂと出力側コイル７1，７2の直
列回路と出力側コンデンサ９とで第１８図示のパ
ラメトリツク発振回路を形成するから周波数変換
が可能である。更にＥ形磁心４1，４2の各３つの
アームにそれぞれ施こした出力側コイル８1a，８
２ａ，８1b，８2b，８1c，８2cの各直列回路と出力側
コンデンサ１０ａ〜１０ｃを追加することにより
第１７図示の並列鉄共振回路を形成するから相数
変換が可能であり、しかもＥ形磁心の３つのアー
ムに３つのコイルが巻装された構造になつている
から３相変換が可能である。
＜単相−３相１倍周波数変換＞
第２図示のようにＵ形磁心１に施こした入力側
コイル６ａ，６ｂの直列回路に単相電源を接続し
て単相入力電圧Vinを印加し、Ｉ形磁心３1，３2
にそれぞれ施こした出力側コイル７1，７2の直列
回路にC9＝85μFの出力側コンデンサ９を接続す
ると共に、Ｅ形磁心４1，４2の各３つのアームに
それぞれ施こした出力側コイル８1a，８2a，８1b，
８2b，８1c，８2cの各直列回路にそれぞれ並列に
容量C10a＝43μF、C10b＝28μF、C10c＝36μFの出
力側コンデンサ１０ａ〜１０ｃを接続すると、入
力周波数ｆ＝400Hzの単相入力電圧Vinを印加し
た後、徐々にVinを増加して行くと、Vin＝60V
で３相出力電圧V1，V2，V3が確立する。
コイル６ａ，６ｂの直列回路に単相電源を接続し
て単相入力電圧Vinを印加し、Ｉ形磁心３1，３2
にそれぞれ施こした出力側コイル７1，７2の直列
回路にC9＝85μFの出力側コンデンサ９を接続す
ると共に、Ｅ形磁心４1，４2の各３つのアームに
それぞれ施こした出力側コイル８1a，８2a，８1b，
８2b，８1c，８2cの各直列回路にそれぞれ並列に
容量C10a＝43μF、C10b＝28μF、C10c＝36μFの出
力側コンデンサ１０ａ〜１０ｃを接続すると、入
力周波数ｆ＝400Hzの単相入力電圧Vinを印加し
た後、徐々にVinを増加して行くと、Vin＝60V
で３相出力電圧V1，V2，V3が確立する。
第４図は単相入力電圧対出力電圧のベクトル
図、第５図は制御直流電流を流さない場合におけ
る単相入力電圧Vin（70V一定）と３相出力電圧
V1，V2，V3の波形を示す。この波形図より明ら
かなように出力電圧波形は良好な正弦波となり、
入力電圧波形が歪波形であつても出力電圧波形は
良好な正弦波となることが入出力波形の視察結果
確認された。
図、第５図は制御直流電流を流さない場合におけ
る単相入力電圧Vin（70V一定）と３相出力電圧
V1，V2，V3の波形を示す。この波形図より明ら
かなように出力電圧波形は良好な正弦波となり、
入力電圧波形が歪波形であつても出力電圧波形は
良好な正弦波となることが入出力波形の視察結果
確認された。
次に単相入力電圧Vinを変動させてみると、３
相出力電圧V1，V2，V3の変動量は入力電圧の変
動量の約1/10以下で良好な定電圧特性を有するこ
とを示した。第６図は入力電圧Vinの変動に対す
る出力電圧V1，V2，V3の変動の関係を示す特性
線図である。また出力側を短絡すると発振が停止
するだけで回路には全く影響はなく過負荷保護特
性、垂下特性を有していることが判明した。
相出力電圧V1，V2，V3の変動量は入力電圧の変
動量の約1/10以下で良好な定電圧特性を有するこ
とを示した。第６図は入力電圧Vinの変動に対す
る出力電圧V1，V2，V3の変動の関係を示す特性
線図である。また出力側を短絡すると発振が停止
するだけで回路には全く影響はなく過負荷保護特
性、垂下特性を有していることが判明した。
＜単相−３相２倍周波数変換＞
第２図において出力側コンデンサ９，１０ａ〜
１０ｃとしてそれぞれC9＝21μF、C10a＝9μF、
C10b＝7μF、C10c＝9μFのコンデンサを用いると、
出力側に２倍周波数の３相出力電圧V1，V2，V3
が得られる。第７図は制御直流電流を流さない場
合における単相入力電圧Vin（70V一定）と２倍
周波数の３相出力電圧V1，V2，V3の波形を示
す。２倍周波数の３相出力電圧V1，V2，V3は単
相入力電圧Vinに対して完全な120゜の位相差を有
しており、電圧波形も良好である。第８図は入力
電圧Vinの変動に対する出力電圧V1，V2，V3の
変動の関係を示す特性線図である。第８図から良
好な定電圧性を示すことが判る。
１０ｃとしてそれぞれC9＝21μF、C10a＝9μF、
C10b＝7μF、C10c＝9μFのコンデンサを用いると、
出力側に２倍周波数の３相出力電圧V1，V2，V3
が得られる。第７図は制御直流電流を流さない場
合における単相入力電圧Vin（70V一定）と２倍
周波数の３相出力電圧V1，V2，V3の波形を示
す。２倍周波数の３相出力電圧V1，V2，V3は単
相入力電圧Vinに対して完全な120゜の位相差を有
しており、電圧波形も良好である。第８図は入力
電圧Vinの変動に対する出力電圧V1，V2，V3の
変動の関係を示す特性線図である。第８図から良
好な定電圧性を示すことが判る。
＜単相−３相３倍周波数変換＞
第２図において出力側コンデンサ９，１０ａ〜
１０ｃとしてそれぞれC9＝3.7μF、C10a＝3.9μF、
C10b＝3.1μF、C10c＝4μFのコンデンサを用いる
と、出力側に３倍周波数の３相出力電圧V1，V2，
V3が得られる。第９図は制御直流電流を流さな
い場合における単相入力電圧Vin（70V一定）と
３倍周波数の３相出力電圧V1，V2，V3の波形を
示す。出力波形も定電圧性も良好である。ただし
単相入力周波数ｆ＝400Hzに対して出力周波数が
高くなるにつれて発振条件は非常にきびしくな
り、小形の信号用相数変換器に用いるのが好まし
い。
１０ｃとしてそれぞれC9＝3.7μF、C10a＝3.9μF、
C10b＝3.1μF、C10c＝4μFのコンデンサを用いる
と、出力側に３倍周波数の３相出力電圧V1，V2，
V3が得られる。第９図は制御直流電流を流さな
い場合における単相入力電圧Vin（70V一定）と
３倍周波数の３相出力電圧V1，V2，V3の波形を
示す。出力波形も定電圧性も良好である。ただし
単相入力周波数ｆ＝400Hzに対して出力周波数が
高くなるにつれて発振条件は非常にきびしくな
り、小形の信号用相数変換器に用いるのが好まし
い。
＜単相−３相４倍周波数変換＞
第２図において出力側コンデンサ９，１０ａ〜
１０ｃとしてそれぞれC9＝5.3μF、C10a＝2μF、
C10b＝1.7μF、C10c＝3.1μFのコンデンサを用いる
と、出力側に４倍周波数の３相出力電圧V1，V2，
V3が得られる。第１０図は制御直流電流を流さ
ない場合における単相入力電圧Vin（70V一定）
と４倍周波数の３相出力電圧V1，V2，V3の波形
を示す。この場合も出力波形、定電圧性ともに良
好である。
１０ｃとしてそれぞれC9＝5.3μF、C10a＝2μF、
C10b＝1.7μF、C10c＝3.1μFのコンデンサを用いる
と、出力側に４倍周波数の３相出力電圧V1，V2，
V3が得られる。第１０図は制御直流電流を流さ
ない場合における単相入力電圧Vin（70V一定）
と４倍周波数の３相出力電圧V1，V2，V3の波形
を示す。この場合も出力波形、定電圧性ともに良
好である。
＜電圧制御回路を用いた場合の単相−３相１倍周
波数変換＞ 電圧制御回路はＥ形磁心４1，４2、Ｕ形磁心５
と制御コイル１１（制御コイル１１ａ，１１ｂの
直列回路）とで構成され、この制御コイル１１に
第２図示のように制御電流を変化させるための摺
動抵抗器ＲとスイツチS1を介して直流電源Edを
接続する。３相出力電圧V1，V2，V3が発生した
状態でスイツチS1を閉じ、摺動抵抗器Ｒを変えて
制御コイル１１に流れる制御直流電流idを変える
と、電圧制御回路の磁気回路はＥ形磁心４1，４2
及びＵ形磁心５で構成されるから３相出力電圧
V1，V2，V3が120゜の位相を完全に保ちながら自
由に変動する。この場合、単相入力電圧Vinを一
定に保つ。
波数変換＞ 電圧制御回路はＥ形磁心４1，４2、Ｕ形磁心５
と制御コイル１１（制御コイル１１ａ，１１ｂの
直列回路）とで構成され、この制御コイル１１に
第２図示のように制御電流を変化させるための摺
動抵抗器ＲとスイツチS1を介して直流電源Edを
接続する。３相出力電圧V1，V2，V3が発生した
状態でスイツチS1を閉じ、摺動抵抗器Ｒを変えて
制御コイル１１に流れる制御直流電流idを変える
と、電圧制御回路の磁気回路はＥ形磁心４1，４2
及びＵ形磁心５で構成されるから３相出力電圧
V1，V2，V3が120゜の位相を完全に保ちながら自
由に変動する。この場合、単相入力電圧Vinを一
定に保つ。
電圧制御回路のＵ形磁心５は低透磁率の軟鉄磁
心を用い、パラメトリツク発振回路及び並列鉄共
振回路の磁心１，２1，２2，３1，３2，４1，４2
は高透磁率のフエライト磁心を用いており、Ｕ形
磁心５の透磁率μ5≪Ｅ形磁心４1，４2の透磁率
μ41，μ42の関係になつているので、磁心の動作点
の差異により電圧制御回路とパラメトリツク発振
回路及び並列鉄共振回路とは互いに影響を及ぼす
ことはなく、独立してその機能を果す。
心を用い、パラメトリツク発振回路及び並列鉄共
振回路の磁心１，２1，２2，３1，３2，４1，４2
は高透磁率のフエライト磁心を用いており、Ｕ形
磁心５の透磁率μ5≪Ｅ形磁心４1，４2の透磁率
μ41，μ42の関係になつているので、磁心の動作点
の差異により電圧制御回路とパラメトリツク発振
回路及び並列鉄共振回路とは互いに影響を及ぼす
ことはなく、独立してその機能を果す。
第１１図は単相入力電圧Vinを70V一定とした
場合における制御直流電流id対３相出力電圧V1，
V2，V3の関係を示す特性線図である。この第１
１図から明らかなように制御直流電流idを０〜
0.8Aまで変化させることにより３相出力電圧V1，
V2，V3を3V〜0.4Vまで変化させることができ
る。第１２図は単相入力電圧Vin＝70V一定、制
御直流電流id＝0.2Aにした場合の入出力電圧
Vin、V1，V2，V3の波形を示したもので、第５
図示の制御直流電流id＝０の場合（制御直流電流
を流さない場合）の３相出力電圧V1，V2，V3に
比し、制御直流電流id＝0.2Aを流した場合は３相
出力電圧V1，V2，V3の大きさのみが変化し（小
さくなり）、位相は全く変化しないことが理解で
き、３相出力電圧波形も良好であることが理解で
きる。
場合における制御直流電流id対３相出力電圧V1，
V2，V3の関係を示す特性線図である。この第１
１図から明らかなように制御直流電流idを０〜
0.8Aまで変化させることにより３相出力電圧V1，
V2，V3を3V〜0.4Vまで変化させることができ
る。第１２図は単相入力電圧Vin＝70V一定、制
御直流電流id＝0.2Aにした場合の入出力電圧
Vin、V1，V2，V3の波形を示したもので、第５
図示の制御直流電流id＝０の場合（制御直流電流
を流さない場合）の３相出力電圧V1，V2，V3に
比し、制御直流電流id＝0.2Aを流した場合は３相
出力電圧V1，V2，V3の大きさのみが変化し（小
さくなり）、位相は全く変化しないことが理解で
き、３相出力電圧波形も良好であることが理解で
きる。
＜電圧制御回路を用いた場合の単相−３相２倍周
波数変換＞ 第１３図は単相入力電圧Vinを70V一定とした
時の制御直流電流id対３相出力電圧V1，V2，V3
の関係を示す特性線図である。この第１３図から
明らかなように制御直流電流idを０〜0.7Aまで変
化させることにより３相出力電圧V1，V2，V3を
７〜1.5Vまで変化させることができる。第１４
図は単相入力電圧Vin＝70V一定、制御直流電流
id＝0.2Aにした場合の入出力電圧Vin、V1，V2，
V3の波形を示し、この場合の３相出力電圧V1，
V2，V3は第７図示の制御直流電流id＝０の場合
の３相出力電圧V1，V2，V3に比して小さくなる
だけである。
波数変換＞ 第１３図は単相入力電圧Vinを70V一定とした
時の制御直流電流id対３相出力電圧V1，V2，V3
の関係を示す特性線図である。この第１３図から
明らかなように制御直流電流idを０〜0.7Aまで変
化させることにより３相出力電圧V1，V2，V3を
７〜1.5Vまで変化させることができる。第１４
図は単相入力電圧Vin＝70V一定、制御直流電流
id＝0.2Aにした場合の入出力電圧Vin、V1，V2，
V3の波形を示し、この場合の３相出力電圧V1，
V2，V3は第７図示の制御直流電流id＝０の場合
の３相出力電圧V1，V2，V3に比して小さくなる
だけである。
＜電圧制御回路を用いた場合の単相−３相３倍周
波数変換＞ 第１５図は単相入力電圧Vin＝74V一定とした
時の制御直流電流id対３相出力電圧V1，V2，V3
の関係を示す特性線図である。この場合は制御直
流電流id＝０〜0.16Aの変化に対して３相出力電
圧V1，V2，V3の変化は2.75〜0.85Vであつた。し
かし入力周波数ｆ＝400Hzに対し出力周波数が高
くなるにつれて発振条件はきびしくなる傾向にあ
る。第１６図は単相入力電圧Vin＝74V一定、制
御直流電流id＝0.05Aにした場合の入出力電圧
Vin、V1，V2，V3の波形を示す。
波数変換＞ 第１５図は単相入力電圧Vin＝74V一定とした
時の制御直流電流id対３相出力電圧V1，V2，V3
の関係を示す特性線図である。この場合は制御直
流電流id＝０〜0.16Aの変化に対して３相出力電
圧V1，V2，V3の変化は2.75〜0.85Vであつた。し
かし入力周波数ｆ＝400Hzに対し出力周波数が高
くなるにつれて発振条件はきびしくなる傾向にあ
る。第１６図は単相入力電圧Vin＝74V一定、制
御直流電流id＝0.05Aにした場合の入出力電圧
Vin、V1，V2，V3の波形を示す。
以上詳細に説明したことから明らかなように本
発明によれば、対称配置した磁心に並列鉄共振
回路とパラメトリツク発振回路の両機能以外に電
圧制御回路の機能をもたせ、能動体素子を用いず
に電圧制御回路の制御コイルに印加した制御直流
電圧を変えることにより１次側の単相入力電圧を
一定としたとき、２次側の３相出力電圧を自由に
可変することができる。Ｕ形磁心、Ｉ形磁心、
Ｅ形磁心とコイル及びコンデンサだけで構成でき
るので安価である。出力側コンデンサ１０ａ〜
１０ｃの各端子に３相モータを接続し、制御コイ
ル１１に印加した制御直流電圧を変えることによ
り３相モータの回転制御ができる。過負荷保護
特性、垂下特性を有しているので、出力側を短絡
しても発振が停止するだけで回路全体は全く影響
されず回路を破損するおそれがない。単相入力
電圧波形が歪波形であつても良好な正弦波の３相
出力電圧波形を得ることができる等の優れた効果
を奏する。
発明によれば、対称配置した磁心に並列鉄共振
回路とパラメトリツク発振回路の両機能以外に電
圧制御回路の機能をもたせ、能動体素子を用いず
に電圧制御回路の制御コイルに印加した制御直流
電圧を変えることにより１次側の単相入力電圧を
一定としたとき、２次側の３相出力電圧を自由に
可変することができる。Ｕ形磁心、Ｉ形磁心、
Ｅ形磁心とコイル及びコンデンサだけで構成でき
るので安価である。出力側コンデンサ１０ａ〜
１０ｃの各端子に３相モータを接続し、制御コイ
ル１１に印加した制御直流電圧を変えることによ
り３相モータの回転制御ができる。過負荷保護
特性、垂下特性を有しているので、出力側を短絡
しても発振が停止するだけで回路全体は全く影響
されず回路を破損するおそれがない。単相入力
電圧波形が歪波形であつても良好な正弦波の３相
出力電圧波形を得ることができる等の優れた効果
を奏する。
第１図は本発明の一実施例の構成説明図、第２
図はその回路図、第３図は本発明で使用されるＵ
形磁心、Ｉ形磁心及びＥ形磁心の形状寸法を示す
説明図、第４図は本発明における単相入力電圧対
出力電圧のベクトル図、第５図は本発明において
制御直流電流を流さない場合の単相−３相１倍周
波数変換における単相入力電圧（70V一定）と３
相出力電圧の波形図、第６図は同じく単相入力電
圧対３相出力電圧の関係を示す特性線図、第７図
は同じく単相−３相２倍周波数変換における単相
入力電圧（70V一定）と３相出力電圧の波形図、
第８図は同じく単相入力電圧対３相出力電圧の関
係を示す特性線図、第９図は同じく単相−３相３
倍周波数変換における単相入力電圧（70V一定）
と３相出力電圧の波形図、第１０図は同じく単相
−３相４倍周波数変換における単相入力電圧
（70V一定）と３相出力電圧の波形図、第１１図
は単相−３相１倍周波数変換における制御直流電
流対３相出力電圧の関係を示す特性線図、第１２
図は同じく制御直流電流を0.2Aとした時の単相
入力電圧（70V一定）と３相出力電圧の波形図、
第１３図は単相−３相２倍周波数変換における制
御直流電流対３相出力電圧の関係を示す特性線
図、第１４図は同じく制御直流電流を0.2Aとし
た時の単相入力電圧（70V一定）と３相出力電圧
の波形図、第１５図は単相−３相３倍周波数変換
における制御直流電流対３相出力電圧の関係を示
す特性線図、第１６図は同じく制御直流電流を
0.05Aとした時の単相入力電圧（74V一定）と３
相出力電圧の波形図、第１７図は公知の相数変換
器の基本例を示す回路図、第１８図は公知の周波
数変換器の基本例を示す回路図である。 １……Ｕ形磁心、１ａ，１ｂ……２つのアー
ム、２1，２2，３1，３2……Ｉ形磁心、４1，４2
……Ｅ形磁心、４1a〜４1c，４2a〜４2c……各３つ
のアーム、５……Ｕ形磁心、５ａ，５ｂ……２つ
のアーム、Vin……単相入力電圧、６，６ａ，６
ｂ……入力側コイル、７1，７2，８1a〜８1c，８2a
〜８2c……出力側コイル、９，１０ａ〜１０ｃ…
…出力側コンデンサ、１１，１１ａ，１１ｂ……
制御コイル、Ed……直流電源、Ｒ……摺動抵抗
器、V1，V2，V3……３相出力電圧。
図はその回路図、第３図は本発明で使用されるＵ
形磁心、Ｉ形磁心及びＥ形磁心の形状寸法を示す
説明図、第４図は本発明における単相入力電圧対
出力電圧のベクトル図、第５図は本発明において
制御直流電流を流さない場合の単相−３相１倍周
波数変換における単相入力電圧（70V一定）と３
相出力電圧の波形図、第６図は同じく単相入力電
圧対３相出力電圧の関係を示す特性線図、第７図
は同じく単相−３相２倍周波数変換における単相
入力電圧（70V一定）と３相出力電圧の波形図、
第８図は同じく単相入力電圧対３相出力電圧の関
係を示す特性線図、第９図は同じく単相−３相３
倍周波数変換における単相入力電圧（70V一定）
と３相出力電圧の波形図、第１０図は同じく単相
−３相４倍周波数変換における単相入力電圧
（70V一定）と３相出力電圧の波形図、第１１図
は単相−３相１倍周波数変換における制御直流電
流対３相出力電圧の関係を示す特性線図、第１２
図は同じく制御直流電流を0.2Aとした時の単相
入力電圧（70V一定）と３相出力電圧の波形図、
第１３図は単相−３相２倍周波数変換における制
御直流電流対３相出力電圧の関係を示す特性線
図、第１４図は同じく制御直流電流を0.2Aとし
た時の単相入力電圧（70V一定）と３相出力電圧
の波形図、第１５図は単相−３相３倍周波数変換
における制御直流電流対３相出力電圧の関係を示
す特性線図、第１６図は同じく制御直流電流を
0.05Aとした時の単相入力電圧（74V一定）と３
相出力電圧の波形図、第１７図は公知の相数変換
器の基本例を示す回路図、第１８図は公知の周波
数変換器の基本例を示す回路図である。 １……Ｕ形磁心、１ａ，１ｂ……２つのアー
ム、２1，２2，３1，３2……Ｉ形磁心、４1，４2
……Ｅ形磁心、４1a〜４1c，４2a〜４2c……各３つ
のアーム、５……Ｕ形磁心、５ａ，５ｂ……２つ
のアーム、Vin……単相入力電圧、６，６ａ，６
ｂ……入力側コイル、７1，７2，８1a〜８1c，８2a
〜８2c……出力側コイル、９，１０ａ〜１０ｃ…
…出力側コンデンサ、１１，１１ａ，１１ｂ……
制御コイル、Ed……直流電源、Ｒ……摺動抵抗
器、V1，V2，V3……３相出力電圧。
Claims (1)
- １ Ｕ形磁心１の２つのアーム１ａ，１ｂの端面
に、対向する２つのＩ形磁心２1，２2の両端部面
を互いに直交するよう対接し、この２つのＩ形磁
心２1，２2の中心部面にそれぞれＴ字形になるよ
うＩ形磁心３1，３2の一端面を連接せしめ、この
Ｉ形磁心３1，３2の他端面に、それぞれ互いにア
ーム端面を連接した２つのＥ形磁心４1，４2の中
心部一面を接合し、この２つのＥ形磁心４1，４2
の中心部他面に、それぞれＵ形磁心５の２つのア
ーム５ａ，５ｂの端面を接合せしめ、前記Ｕ形磁
心１に単相入力電圧が印加される入力側コイル６
を施こし、前記２つのＩ形磁心３1，３2にそれぞ
れ同一巻数の出力側コイル７1，７2を施こして直
列に接続すると共に、前記２つのＥ形磁心４1，
４2の各３つのアーム４1a〜４1c，４2a〜４2cにも
それぞれ同一巻数の出力側コイル８1a〜８1c，８2
ａ〜８2cを施こし、かつ互いに連接された３つの
アーム同志の出力側コイル８1aと８2a，８1bと８2
ｂ，８1cと８2cをそれぞれ直列に接続し、前記出力
側コイル７1，７2の直列回路及び出力側コイル８
１ａ，８2a，８1b，８2b，８1c，８2cの各直列回路に
それぞれ並列に出力側コンデンサ９，１０ａ〜１
０ｃを接続せしめ、前記Ｕ形磁心５には制御直流
電圧が印加される制御コイル１１を施こし、この
Ｕ形磁心５の透磁率μ5を２つのＥ形磁心４1，４2
の透磁率μ41，μ42よりかなり低くμ5≪μ41，μ42と
して構成した相数変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58094445A JPS59219910A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | 相数変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58094445A JPS59219910A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | 相数変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59219910A JPS59219910A (ja) | 1984-12-11 |
| JPH0133925B2 true JPH0133925B2 (ja) | 1989-07-17 |
Family
ID=14110454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58094445A Granted JPS59219910A (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | 相数変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59219910A (ja) |
-
1983
- 1983-05-27 JP JP58094445A patent/JPS59219910A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59219910A (ja) | 1984-12-11 |
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