JPH0133964B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0133964B2 JPH0133964B2 JP58200473A JP20047383A JPH0133964B2 JP H0133964 B2 JPH0133964 B2 JP H0133964B2 JP 58200473 A JP58200473 A JP 58200473A JP 20047383 A JP20047383 A JP 20047383A JP H0133964 B2 JPH0133964 B2 JP H0133964B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
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- signal
- low
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- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
Landscapes
- Filters And Equalizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
本発明は通過帯域の中心周波数が常に入力周波
数に一致するように追尾する波器に係り、特に
このような波器を低域波器を用いて実現した
追尾形帯域波器に関するものである。
数に一致するように追尾する波器に係り、特に
このような波器を低域波器を用いて実現した
追尾形帯域波器に関するものである。
従来技術と問題点
従来の追尾形波器の最も一般的な例は第１図
に示されるような位相同期回路（PLL）である。
位相同期回路は、電圧制御発振器１の出力信号と
入力信号とを位相比較器２で位相比較して得られ
た誤差信号を、適当な伝達関数Ｆ（ｓ）を有する
ループフイルタ３を経て電圧制御発振器１の制御
電圧として帰還することによつて、電圧制御発振
器１から入力信号に位相同期した出力を得るもの
であり、極めて狭帯域のかつ入力周波数に追尾し
た出力を発生する追尾形帯域波器をなしてい
る。
に示されるような位相同期回路（PLL）である。
位相同期回路は、電圧制御発振器１の出力信号と
入力信号とを位相比較器２で位相比較して得られ
た誤差信号を、適当な伝達関数Ｆ（ｓ）を有する
ループフイルタ３を経て電圧制御発振器１の制御
電圧として帰還することによつて、電圧制御発振
器１から入力信号に位相同期した出力を得るもの
であり、極めて狭帯域のかつ入力周波数に追尾し
た出力を発生する追尾形帯域波器をなしてい
る。
しかしながら位相同期回路は、入力信号が間欠
的に到来するような場合同期確立までに長時間を
要し、また入力信号に雑音が存在する場合には同
期確立に要する時間が異常に長くなる、いわゆる
ハングアツプ現象が生じるという問題がある。
的に到来するような場合同期確立までに長時間を
要し、また入力信号に雑音が存在する場合には同
期確立に要する時間が異常に長くなる、いわゆる
ハングアツプ現象が生じるという問題がある。
追尾形帯域波器は、PSK−TDMA通信方式
の受信側復調器における基準搬送波再生用として
利用されることが多いが、前述のようなハングア
ツプ現象は追尾形帯域波器をPSK−TDMA通
信方式に用いる場合、致命的な欠点となる。
の受信側復調器における基準搬送波再生用として
利用されることが多いが、前述のようなハングア
ツプ現象は追尾形帯域波器をPSK−TDMA通
信方式に用いる場合、致命的な欠点となる。
発明の目的
本発明はこのような従来技術の問題点を解決し
ようとするものであつて、その目的は、ハングア
ツプ現象を生じることがない追尾形帯域波器を
提供することにある。
ようとするものであつて、その目的は、ハングア
ツプ現象を生じることがない追尾形帯域波器を
提供することにある。
発明の実施例
本発明の追尾形帯域波器は、公知の低域波
形帯域波器を発展させたものである。そこでま
ず第２図に示す低域波形帯域波器について説
明する。
形帯域波器を発展させたものである。そこでま
ず第２図に示す低域波形帯域波器について説
明する。
第２図において、入力信号は同相ハイブリツト
１１によつて２分岐され、それぞれ二重平衡変調
器１２，１３の第１の交流入力端子に加えられ
る。一方、基準発振器１４は入力信号周波数帯の
基準信号を発生し、基準信号は直交ハイブリツド
１５によつて互にπ／２の位相差に与えられて２
分割され、２分割された信号はそれぞれ二重平衡
変調器１２，１３の第２の交流入力端子に加えら
れる。二重平衡変調器１２の直流出力端子の信号
は低域波器１６を経て帯域制限されたのち、二
重平衡変調器１７の第１の交流入力端子に加えら
れる。また二重平衡変調器１３の出力は低域波
器１８を経て帯域制限されたのち、二重平衡変調
器１９の第１の直流入力端子に加えられる。二重
平衡変調器１７，１９の交流入力端子には、それ
ぞれ二重平衡変調器１２，１３の第２の交流入力
端子におけると同じ基準信号が加えられており、
両二重平衡変調器１７，１９の交流出力端子の信
号を同相ハイブリツド２０を介して合成すること
によつて出力信号を得る。
１１によつて２分岐され、それぞれ二重平衡変調
器１２，１３の第１の交流入力端子に加えられ
る。一方、基準発振器１４は入力信号周波数帯の
基準信号を発生し、基準信号は直交ハイブリツド
１５によつて互にπ／２の位相差に与えられて２
分割され、２分割された信号はそれぞれ二重平衡
変調器１２，１３の第２の交流入力端子に加えら
れる。二重平衡変調器１２の直流出力端子の信号
は低域波器１６を経て帯域制限されたのち、二
重平衡変調器１７の第１の交流入力端子に加えら
れる。また二重平衡変調器１３の出力は低域波
器１８を経て帯域制限されたのち、二重平衡変調
器１９の第１の直流入力端子に加えられる。二重
平衡変調器１７，１９の交流入力端子には、それ
ぞれ二重平衡変調器１２，１３の第２の交流入力
端子におけると同じ基準信号が加えられており、
両二重平衡変調器１７，１９の交流出力端子の信
号を同相ハイブリツド２０を介して合成すること
によつて出力信号を得る。
このような構成によつて、入出力信号端子の間
に基準発振器１４の基準信号周波数を中心とし
て、低域波器１６，１８の遮断周波数に等しい
帯域幅を上下に有する帯域通過波器としての特
性が得られる。
に基準発振器１４の基準信号周波数を中心とし
て、低域波器１６，１８の遮断周波数に等しい
帯域幅を上下に有する帯域通過波器としての特
性が得られる。
しかしながら第２図に示された低域波形帯域
波器は、中心周波数が一定であつて追尾形波
器として動作することはできない。本発明は第２
図に示された低域波形帯域波器において、基
準発振器を可変周波数である電圧制御発振器に代
え、その出力周波数と入力信号周波数との誤差周
波数に応じて、電圧制御発振器の発振周波数を制
御するようにすることによつて、追尾形帯域波
器を実現するようにしたものである。
波器は、中心周波数が一定であつて追尾形波
器として動作することはできない。本発明は第２
図に示された低域波形帯域波器において、基
準発振器を可変周波数である電圧制御発振器に代
え、その出力周波数と入力信号周波数との誤差周
波数に応じて、電圧制御発振器の発振周波数を制
御するようにすることによつて、追尾形帯域波
器を実現するようにしたものである。
第３図は本発明の追尾形帯域波器の一実施例
の構成を示したものであつて、第２図におけると
同じ部分は同じ番号を用いて示されており、２１
は電圧制御発振器、２２は微分器、２３は掛算
器、２４はループフイルタである。
の構成を示したものであつて、第２図におけると
同じ部分は同じ番号を用いて示されており、２１
は電圧制御発振器、２２は微分器、２３は掛算
器、２４はループフイルタである。
第３図において、同相ハイブリツト１１の入力
端子と同相ハイブリツド２０の出力端子との間に
は、電圧制御発振器２１の出力信号周波数を中心
として、それぞれ低域波器１６，１８の遮断周
波数によつて定まる通過帯域を上下に有する、低
域波形帯域波器としての特性を現すことは、
第２図の場合と同様である。
端子と同相ハイブリツド２０の出力端子との間に
は、電圧制御発振器２１の出力信号周波数を中心
として、それぞれ低域波器１６，１８の遮断周
波数によつて定まる通過帯域を上下に有する、低
域波形帯域波器としての特性を現すことは、
第２図の場合と同様である。
一方第３図において、掛算器２３の一方の入力
には低域波器１６の出力が、他方の入力には微
分器２２を経て低域波器１８の出力が加えられ
ている。低域波器１６の出力と低域波器１８
の出力とは、それぞれその前段における二重平衡
変調器１２，１３の一方の入力に、電圧制御発振
器２１の出力信号が互にπ／２の位相差をもつて
加えられているため、互に直交している。低域
波器１８の出力は微分器２２を経て90゜位相が進
むので、両入力は掛算器２３入力において同相ま
たは逆相となり、掛算器２３の出力に入力信号と
電圧制御発振器２１の出力信号との差周波数に比
例した出力を発生する。なおこのような周波数誤
差検出手段の動作については、同一出願人による
特願昭57−172164号（特公昭63−49406号）にお
いて詳細に説明されている。
には低域波器１６の出力が、他方の入力には微
分器２２を経て低域波器１８の出力が加えられ
ている。低域波器１６の出力と低域波器１８
の出力とは、それぞれその前段における二重平衡
変調器１２，１３の一方の入力に、電圧制御発振
器２１の出力信号が互にπ／２の位相差をもつて
加えられているため、互に直交している。低域
波器１８の出力は微分器２２を経て90゜位相が進
むので、両入力は掛算器２３入力において同相ま
たは逆相となり、掛算器２３の出力に入力信号と
電圧制御発振器２１の出力信号との差周波数に比
例した出力を発生する。なおこのような周波数誤
差検出手段の動作については、同一出願人による
特願昭57−172164号（特公昭63−49406号）にお
いて詳細に説明されている。
掛算器２３の出力は、適当な伝達関数Ｆ（ｓ）
を有するループフイルタ２４を経て、電圧制御発
振器２１に制御電圧として与えられ、これによつ
て入力信号周波数と電圧制御発振器２１の出力信
号周波数との誤差が最小になるように帰還制御が
行われる。
を有するループフイルタ２４を経て、電圧制御発
振器２１に制御電圧として与えられ、これによつ
て入力信号周波数と電圧制御発振器２１の出力信
号周波数との誤差が最小になるように帰還制御が
行われる。
このように第３図に示された実施例の回路によ
れば、入力信号周波数に追尾した中心周波数を有
し、かつ中心周波数の上下に一定周波数幅の通過
帯域を持つ追尾形帯域波器としての特性が得ら
れる。
れば、入力信号周波数に追尾した中心周波数を有
し、かつ中心周波数の上下に一定周波数幅の通過
帯域を持つ追尾形帯域波器としての特性が得ら
れる。
第４図は本発明の追尾形帯域波器の他の実施
例の構成を示している。同図は本発明をQPSK復
調用基準搬送波再生回路に適用した場合を例示
し、第３図におけると同じ部分は同じ番号で示さ
れており、２５は逓倍器、２６は分周器、２７は
一次の低域波器、２８は一次の高域波器であ
る。
例の構成を示している。同図は本発明をQPSK復
調用基準搬送波再生回路に適用した場合を例示
し、第３図におけると同じ部分は同じ番号で示さ
れており、２５は逓倍器、２６は分周器、２７は
一次の低域波器、２８は一次の高域波器であ
る。
第４図において、掛算器２３の一方の入力には
二重平衡変調器１２の出力が一次の低域波器２
７を経て加えられ、他方の入力には二重平衡変調
器１３の出力が一次の高域波器２８を経て加え
られている。これによつて掛算器２３の出力に
は、入力信号と電圧制御発振器２１の出力信号と
の差周波数に比例した出力を発生する。なおこの
ような周波数誤差検出手段は既に周知である。掛
算器２３の出力信号はループフイルタ２４を経て
電圧制御発振器２１に制御電圧として与えられる
ことによつて、電圧制御発振器２１の出力信号周
波数は入力信号周波数に追従して変化する。これ
によつて第３図の場合と同様に、同相ハイブリツ
ド１１の入力端と同相ハイブリツド２０の出力端
との間に、入力信号周波数を中心とし低域波器
１６，１８の遮断周波数によつて定まる通過帯域
を上下に有する、追尾形帯域波器の特性を現わ
す。
二重平衡変調器１２の出力が一次の低域波器２
７を経て加えられ、他方の入力には二重平衡変調
器１３の出力が一次の高域波器２８を経て加え
られている。これによつて掛算器２３の出力に
は、入力信号と電圧制御発振器２１の出力信号と
の差周波数に比例した出力を発生する。なおこの
ような周波数誤差検出手段は既に周知である。掛
算器２３の出力信号はループフイルタ２４を経て
電圧制御発振器２１に制御電圧として与えられる
ことによつて、電圧制御発振器２１の出力信号周
波数は入力信号周波数に追従して変化する。これ
によつて第３図の場合と同様に、同相ハイブリツ
ド１１の入力端と同相ハイブリツド２０の出力端
との間に、入力信号周波数を中心とし低域波器
１６，１８の遮断周波数によつて定まる通過帯域
を上下に有する、追尾形帯域波器の特性を現わ
す。
一方、入力QPSK波は４逓倍器２５によつて４
逓倍されて、第４高調波として位相変動のない信
号を得る。この信号は同相ハイブリツド１１の入
力端子に加えられ、同相ハイブリツド２０の出力
端子から取り出されることによつて帯域制限され
て、信号対雑音比を改善される。同相ハイブリツ
ド２０の出力信号は４分周器２６によつて４分周
されてもとの入力信号周波数からなる基準搬送波
をその出力に再生する。
逓倍されて、第４高調波として位相変動のない信
号を得る。この信号は同相ハイブリツド１１の入
力端子に加えられ、同相ハイブリツド２０の出力
端子から取り出されることによつて帯域制限され
て、信号対雑音比を改善される。同相ハイブリツ
ド２０の出力信号は４分周器２６によつて４分周
されてもとの入力信号周波数からなる基準搬送波
をその出力に再生する。
第４図に示された追尾形帯域波器は第３図に
示されたものと比較して、低域波器２７、高域
波器２８および掛算器２３等からなる周波数誤
差検出手段を用いたことによつて、帯域波特性
における帯域幅と独立に追尾周波数範囲を定める
ことができる点で有利であるとともに、周波数誤
差検出手段に微分器を用いないので回路構成が容
易になり、かつ周波数弁別特性を変更することが
容易である。
示されたものと比較して、低域波器２７、高域
波器２８および掛算器２３等からなる周波数誤
差検出手段を用いたことによつて、帯域波特性
における帯域幅と独立に追尾周波数範囲を定める
ことができる点で有利であるとともに、周波数誤
差検出手段に微分器を用いないので回路構成が容
易になり、かつ周波数弁別特性を変更することが
容易である。
発明の効果
以上説明したように本発明の追尾形帯域波器
によれば、基準信号を中心周波数とし中心周波数
の上下に一定周波数幅の通過帯域を持つ低域波
形帯域波器において、入力信号と基準信号との
誤差に応じた出力信号を発生する周波数誤差検出
手段と、周波数誤差検出手段の出力電圧によつて
発振周波数を制御されて基準信号を発生する電圧
制御発振器とを設けたので、入力信号を中心周波
数とし中心周波数の上下に一定周波数幅の通過帯
域を持つ追尾形帯域波器を実現することができ
る。かつ本発明の追尾形帯域波器は位相同期を
行つていないのでハング・アツプ現象を生じるこ
とがなく、周波数制御によつて迅速に追尾を行う
ので、常にその中心周波数を入力周波数に一致さ
せることができ、従つて優れた波器特性を実現
することができる。
によれば、基準信号を中心周波数とし中心周波数
の上下に一定周波数幅の通過帯域を持つ低域波
形帯域波器において、入力信号と基準信号との
誤差に応じた出力信号を発生する周波数誤差検出
手段と、周波数誤差検出手段の出力電圧によつて
発振周波数を制御されて基準信号を発生する電圧
制御発振器とを設けたので、入力信号を中心周波
数とし中心周波数の上下に一定周波数幅の通過帯
域を持つ追尾形帯域波器を実現することができ
る。かつ本発明の追尾形帯域波器は位相同期を
行つていないのでハング・アツプ現象を生じるこ
とがなく、周波数制御によつて迅速に追尾を行う
ので、常にその中心周波数を入力周波数に一致さ
せることができ、従つて優れた波器特性を実現
することができる。
第１図は位相同期回路の構成例を示す図、第２
図は低域波形帯域波器の構成例を示す図、第
３図および第４図はそれぞれ本発明の追尾形帯域
波器の一実施例の構成を示す図である。 １……電圧制御発振器、２……位相比較器、３
……ループフイルタ、１１……同相ハイブリツ
ド、１２，１３……二重平衡変調器、１４……基
準発振器、１５……直交ハイブリツド、１６，１
８……低域通過波器、１７，１９……二重平衡
変調器、２０……同相ハイブリツド、２１……電
圧制御発振器、２２……微分器、２３……掛算
器、２４……ループフイルタ、２５……４逓倍
器、２６……４分周器、２７……一次の低域通過
波器、２８……一次の高域通過波器。
図は低域波形帯域波器の構成例を示す図、第
３図および第４図はそれぞれ本発明の追尾形帯域
波器の一実施例の構成を示す図である。 １……電圧制御発振器、２……位相比較器、３
……ループフイルタ、１１……同相ハイブリツ
ド、１２，１３……二重平衡変調器、１４……基
準発振器、１５……直交ハイブリツド、１６，１
８……低域通過波器、１７，１９……二重平衡
変調器、２０……同相ハイブリツド、２１……電
圧制御発振器、２２……微分器、２３……掛算
器、２４……ループフイルタ、２５……４逓倍
器、２６……４分周器、２７……一次の低域通過
波器、２８……一次の高域通過波器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 基準信号を中心周波数とし該中心周波数の上
下に一定周波数幅の通過帯域を持つ低域波形帯
域波器において、 入力信号とほぼ同じ周波数の信号を出力する電
圧制御発振器と、 該発振器の出力信号を互いに90゜位相差を持つ
２つの信号に分配する分配手段と、 入力信号と該分配された一方および他方の発振
信号のそれぞれとを入力する第１および第２の変
調器と、 該第１および第２の変調器の出力信号をそれぞ
れ入力し低域成分を通過させる第１および第２の
低域通過波器と、 該第１および第２の低域通過波器の出力信号
のそれぞれと前記分配された一方および他方の発
振信号のそれぞれとを入力する第３および第４の
変調器と、 該第３および第４の変調器の出力信号を合成す
る合成手段と、 該第１および第２の変調器の出力信号をそれぞ
れ入力する互いに異なる周波数特性の伝達関数を
有する第１および第２の伝達手段と、 該第１および第２の伝達手段の出力を掛け算す
る掛算器と、 該掛算器の出力信号を入力して前記電圧制御発
振器へ出力するループフイルタとを有することを
特徴とする追尾形帯域波器。 ２ 前記第１の伝達手段は入力信号をそのまま出
力する線路であり、前記第２の伝達手段は入力信
号を微分して出力する微分器であることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の追尾形帯域波
器。 ３ 前記第１の伝達手段は第３の低域通過波器
であり、前記第２の伝達手段は高域通過波器で
あることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の追尾形帯域波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200473A JPS60100812A (ja) | 1983-10-26 | 1983-10-26 | 追尾形帯域濾波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200473A JPS60100812A (ja) | 1983-10-26 | 1983-10-26 | 追尾形帯域濾波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60100812A JPS60100812A (ja) | 1985-06-04 |
| JPH0133964B2 true JPH0133964B2 (ja) | 1989-07-17 |
Family
ID=16424898
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58200473A Granted JPS60100812A (ja) | 1983-10-26 | 1983-10-26 | 追尾形帯域濾波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60100812A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5326465B2 (ja) * | 1972-04-18 | 1978-08-02 | ||
| JPS549550A (en) * | 1977-06-23 | 1979-01-24 | Mitsubishi Electric Corp | Tracking filter |
-
1983
- 1983-10-26 JP JP58200473A patent/JPS60100812A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60100812A (ja) | 1985-06-04 |
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