JPH05207080A - 変調器 - Google Patents
変調器Info
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- JPH05207080A JPH05207080A JP3444292A JP3444292A JPH05207080A JP H05207080 A JPH05207080 A JP H05207080A JP 3444292 A JP3444292 A JP 3444292A JP 3444292 A JP3444292 A JP 3444292A JP H05207080 A JPH05207080 A JP H05207080A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 不要なスプリアスを発生させずに直交性の広
帯域化を可能にする変調器を提供する。 【構成】 シンセサイザ１３は各チャネルの周波数信号
を発生する。ミキサ５はあるチャネルの周波数信号とＰ
チャネルデータとの乗算を行う。ミキサ６は可変９０°
位相偏移器の出力とＱチャネルデータとの乗算を行う。
これにより、各チャネルの４相直交位相変調波信号が同
相位相合成器９から送出される。これには不要なスプリ
アスは含まれていない。以上の動作と並行して、１６と
１７の出力（ＩＦ信号）をミキサ１０で乗算しこれに含
まれる高調波成分をループフィルタ１１で除去し直交位
相誤差を含む直流アナログ信号を形成し、またＰチャネ
ルデータとＱチャネルデータを排他的論理和回路１４に
与えて相関を取り、この両者を掛算器１２にて乗算して
直交位相誤差を検出し、この誤差が０になるように可変
９０°位相偏移器７を制御する。直交性の広帯域化が精
度良く補償される。
帯域化を可能にする変調器を提供する。 【構成】 シンセサイザ１３は各チャネルの周波数信号
を発生する。ミキサ５はあるチャネルの周波数信号とＰ
チャネルデータとの乗算を行う。ミキサ６は可変９０°
位相偏移器の出力とＱチャネルデータとの乗算を行う。
これにより、各チャネルの４相直交位相変調波信号が同
相位相合成器９から送出される。これには不要なスプリ
アスは含まれていない。以上の動作と並行して、１６と
１７の出力（ＩＦ信号）をミキサ１０で乗算しこれに含
まれる高調波成分をループフィルタ１１で除去し直交位
相誤差を含む直流アナログ信号を形成し、またＰチャネ
ルデータとＱチャネルデータを排他的論理和回路１４に
与えて相関を取り、この両者を掛算器１２にて乗算して
直交位相誤差を検出し、この誤差が０になるように可変
９０°位相偏移器７を制御する。直交性の広帯域化が精
度良く補償される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信で用い
る変調器に係り、特に４相直交位相変調器に関する。
る変調器に係り、特に４相直交位相変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、各チャネルの周波数を異
ならした多チャネルの送信変調波を形成する４相直交位
相変調器では、多チャネルの全てにおいて直交性を維持
すること、つまり、直交性の広帯域化が要求される。そ
こで、従来では、例えば図２に示すように構成し、直交
性の広帯域化を図っていた。
ならした多チャネルの送信変調波を形成する４相直交位
相変調器では、多チャネルの全てにおいて直交性を維持
すること、つまり、直交性の広帯域化が要求される。そ
こで、従来では、例えば図２に示すように構成し、直交
性の広帯域化を図っていた。
【０００３】図２において、入力端子１に印加されるＰ
チャネルデータは低域通過ろ波器（ＬＰＦ）３にて波形
整形されてミキサ５の一方の入力となる。また、入力端
子２に印加されるＱチャネルデータは低域通過ろ波器
（ＬＰＦ）４にて波形整形されてミキサ６の一方の入力
となる。
チャネルデータは低域通過ろ波器（ＬＰＦ）３にて波形
整形されてミキサ５の一方の入力となる。また、入力端
子２に印加されるＱチャネルデータは低域通過ろ波器
（ＬＰＦ）４にて波形整形されてミキサ６の一方の入力
となる。
【０００４】一方、局部発振器３１の出力は同相位相分
配器３２で２分岐され、一方の分岐出力はミキサ５の他
方の入力となり、他方の分岐出力は９０°位相偏移器３
３で９０°移相されてミキサ６の他方の入力となる。
配器３２で２分岐され、一方の分岐出力はミキサ５の他
方の入力となり、他方の分岐出力は９０°位相偏移器３
３で９０°移相されてミキサ６の他方の入力となる。
【０００５】即ち、Ｐチャネルデータと局部発振器３１
の出力とをミキサ５で掛け算し、またＱチャネルデータ
と局部発振器３１の出力を９０°移相したものとをミキ
サ６で掛け算することで直交位相変調が行われる。
の出力とをミキサ５で掛け算し、またＱチャネルデータ
と局部発振器３１の出力を９０°移相したものとをミキ
サ６で掛け算することで直交位相変調が行われる。
【０００６】そして、両ミキサの出力は同相位相合成器
３４で合成されて４相位相変調波となり、ミキサ３５に
てシンセサイザ３６の出力と掛け算され、チャネルに対
応した周波数のＩＦ信号となる。これは、帯域通過ろ波
器３７でスプリアス除去処理を受け送信段へ送出され
る。
３４で合成されて４相位相変調波となり、ミキサ３５に
てシンセサイザ３６の出力と掛け算され、チャネルに対
応した周波数のＩＦ信号となる。これは、帯域通過ろ波
器３７でスプリアス除去処理を受け送信段へ送出され
る。
【０００７】このように、従来の４相直交位相変調器で
は、９０°位相偏移器３３によって広帯域に渡って９０
°を保証することは非常に困難であるので、まず固定周
波数で９０°直交位相変調を行い、次いでシンセサイザ
３６によって所望の周波数にすることで、９０°直交位
相変調を維持したまま多チャネルに対応した広帯域出力
周波数を得るようにしていた。
は、９０°位相偏移器３３によって広帯域に渡って９０
°を保証することは非常に困難であるので、まず固定周
波数で９０°直交位相変調を行い、次いでシンセサイザ
３６によって所望の周波数にすることで、９０°直交位
相変調を維持したまま多チャネルに対応した広帯域出力
周波数を得るようにしていた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の４相直
交位相変調器では、広帯域化のためのミキサ３５で不要
波であるスプリアスの発生が不可避であるので、このス
プリアスを除去するための帯域通過ろ波器３７を出力段
に設ける必要があるが、帯域内に入ってくるスプリアス
は除去できず、また帯域外のスプリアスも充分には除去
できない場合がある。つまり、従来の４相直交位相変調
器では、変調器出力に必ずスプリアスが存在し、場合に
よっては回線品質に悪影響を与えるという問題がある。
交位相変調器では、広帯域化のためのミキサ３５で不要
波であるスプリアスの発生が不可避であるので、このス
プリアスを除去するための帯域通過ろ波器３７を出力段
に設ける必要があるが、帯域内に入ってくるスプリアス
は除去できず、また帯域外のスプリアスも充分には除去
できない場合がある。つまり、従来の４相直交位相変調
器では、変調器出力に必ずスプリアスが存在し、場合に
よっては回線品質に悪影響を与えるという問題がある。
【０００９】本発明の目的は、不要なスプリアスを発生
させずに直交性の広帯域化を可能にする変調器を提供す
ることにある。
させずに直交性の広帯域化を可能にする変調器を提供す
ることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の変調器は次の如き構成を有する。即ち、第
１発明の変調器は、低域通過ろ波器で波形整形したＰチ
ャネルデータとＱチャネルデータについて４相直交位相
変調を行う変調器であって； この変調器は、各チャネ
ル毎の周波数を発生するシンセサイザと； 前記シンセ
サイザの出力を９０°移相する操作を補正信号に従って
行う可変９０°位相偏移器と；前記Ｐチャネルデータと
前記シンセサイザの出力との乗算をする第１のミキサ
と； 前記Ｑチャネルデータと前記可変９０°位相偏移
器の出力との乗算をする第２のミキサと； 前記第１の
ミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを合成し４相
直交位相変調波信号を出力する同相位相合成器と； 直
交位相誤差を検出しそれを前記補正信号として出力する
位相誤差検出回路と； を備えたことを特徴とするもの
である。
に、本発明の変調器は次の如き構成を有する。即ち、第
１発明の変調器は、低域通過ろ波器で波形整形したＰチ
ャネルデータとＱチャネルデータについて４相直交位相
変調を行う変調器であって； この変調器は、各チャネ
ル毎の周波数を発生するシンセサイザと； 前記シンセ
サイザの出力を９０°移相する操作を補正信号に従って
行う可変９０°位相偏移器と；前記Ｐチャネルデータと
前記シンセサイザの出力との乗算をする第１のミキサ
と； 前記Ｑチャネルデータと前記可変９０°位相偏移
器の出力との乗算をする第２のミキサと； 前記第１の
ミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを合成し４相
直交位相変調波信号を出力する同相位相合成器と； 直
交位相誤差を検出しそれを前記補正信号として出力する
位相誤差検出回路と； を備えたことを特徴とするもの
である。
【００１１】また、第２発明の変調器は、第１発明の変
調器において； 前記位相誤差検出回路は、前記第１の
ミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを乗算出力す
る第３のミキサと； 前記第３のミキサの出力について
ろ波処理をするループフィルタと； 前記Ｐチャネルデ
ータと前記Ｑチャネルデータとの相関を取る排他的論理
和回路と； 前記ループフィルタの出力と前記排他的論
理和回路の出力との乗算を行いその乗算結果を前記補正
信号として出力する掛算器と； を備えたことを特徴と
するものである。
調器において； 前記位相誤差検出回路は、前記第１の
ミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを乗算出力す
る第３のミキサと； 前記第３のミキサの出力について
ろ波処理をするループフィルタと； 前記Ｐチャネルデ
ータと前記Ｑチャネルデータとの相関を取る排他的論理
和回路と； 前記ループフィルタの出力と前記排他的論
理和回路の出力との乗算を行いその乗算結果を前記補正
信号として出力する掛算器と； を備えたことを特徴と
するものである。
【００１２】
【作用】次に、前記の如く構成される本発明の変調器の
作用を説明する。本発明では、ＰチャネルデータとＱチ
ャネルデータについての４相直交位相変調をシンセサイ
ザを用いて各チャネル毎に直接行うが、その際９０°位
相偏移器は可変タイプとし、直交位相誤差が０となるよ
う可変９０°位相偏移器を制御する。
作用を説明する。本発明では、ＰチャネルデータとＱチ
ャネルデータについての４相直交位相変調をシンセサイ
ザを用いて各チャネル毎に直接行うが、その際９０°位
相偏移器は可変タイプとし、直交位相誤差が０となるよ
う可変９０°位相偏移器を制御する。
【００１３】その結果、各チャネルの４相直交位相変調
波信号を直接形成するので、従来のような不要スプリア
スの発生がないようにできる。また、可変９０°位相偏
移器を制御して常に直交性を維持するようにしているの
で、直交性の広帯域化が保証され、且つ、運用中の温度
や経年変化による直交性変動に対し常に補正動作が行わ
れるので、直交精度が良好に補償される。
波信号を直接形成するので、従来のような不要スプリア
スの発生がないようにできる。また、可変９０°位相偏
移器を制御して常に直交性を維持するようにしているの
で、直交性の広帯域化が保証され、且つ、運用中の温度
や経年変化による直交性変動に対し常に補正動作が行わ
れるので、直交精度が良好に補償される。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は本発明の一実施例に係る変調器を示す。図
１において、入力端子１に印加されるＰチャネルデータ
は低域通過ろ波器（ＬＰＦ）３にて波形整形されて（第
１の）ミキサ５の一方の入力となる。また、入力端子２
に印加されるＱチャネルデータは低域通過ろ波器（ＬＰ
Ｆ）４にて波形整形されて（第２の）ミキサ６の一方の
入力となる。以上は従来（図２）と同様である。
する。図１は本発明の一実施例に係る変調器を示す。図
１において、入力端子１に印加されるＰチャネルデータ
は低域通過ろ波器（ＬＰＦ）３にて波形整形されて（第
１の）ミキサ５の一方の入力となる。また、入力端子２
に印加されるＱチャネルデータは低域通過ろ波器（ＬＰ
Ｆ）４にて波形整形されて（第２の）ミキサ６の一方の
入力となる。以上は従来（図２）と同様である。
【００１５】一方、シンセサイザ１３は、各チャネル毎
の周波数を発生するが、あるチャネルの周波数信号が同
相位相分配器８で２分岐され、一方の分岐出力はミキサ
５の他方の入力となり、他方の分岐出力は可変９０°位
相偏移器７で９０°移相されてミキサ６の他方の入力と
なる。
の周波数を発生するが、あるチャネルの周波数信号が同
相位相分配器８で２分岐され、一方の分岐出力はミキサ
５の他方の入力となり、他方の分岐出力は可変９０°位
相偏移器７で９０°移相されてミキサ６の他方の入力と
なる。
【００１６】要するに、各チャネルのベースバンドデー
タ（Ｐ、Ｑ）は、それぞれ、直交位相変調され各チャネ
ル対応の周波数のＩＦ信号に直接変換される。
タ（Ｐ、Ｑ）は、それぞれ、直交位相変調され各チャネ
ル対応の周波数のＩＦ信号に直接変換される。
【００１７】そして、ミキサ５（６）の出力は、同相位
相分配器１６（１７）で２分岐され、一方の分岐出力は
同相位相合成器９で合成され４相位相直交変調波となる
が、以上のルートにはスプリアス発生要因がないので、
同相位相合成器９の出力には従来のようなスプリアスは
存在しない。従って、同相位相合成器９の出力は直接図
外の送信段へ送出される。
相分配器１６（１７）で２分岐され、一方の分岐出力は
同相位相合成器９で合成され４相位相直交変調波となる
が、以上のルートにはスプリアス発生要因がないので、
同相位相合成器９の出力には従来のようなスプリアスは
存在しない。従って、同相位相合成器９の出力は直接図
外の送信段へ送出される。
【００１８】ここに、可変９０°位相偏移器７は、後述
するようにその位相偏移操作が正確に９０°となるよう
に制御されるので、同相位相合成器９の出力たる各チャ
ネル毎の４相位相直交変調波の直交性が精度よく維持さ
れる。以下、位相誤差検出回路によるこの直交性の補償
動作を説明する。
するようにその位相偏移操作が正確に９０°となるよう
に制御されるので、同相位相合成器９の出力たる各チャ
ネル毎の４相位相直交変調波の直交性が精度よく維持さ
れる。以下、位相誤差検出回路によるこの直交性の補償
動作を説明する。
【００１９】同相位相分配器１６（１７）の他方の分岐
出力は（第３の）ミキサ１０の入力となる。ここで、同
相位相分配器１６の他方の分岐出力をＰcos ω0t、直交
位相誤差をθ、同相位相分配器１７の他方の分岐出力
を、Ｑ sin（ω0t＋θ）とすると、ミキサ１０の出力は
数式１となるが、このミキサ１０の出力に含まれる高調
波成分はループフィルタ１１で除去されるので、掛算器
１２の一方の入力には、高調波成分が除去された信号
［（ＰＱ／２）sin θ］が入力する。
出力は（第３の）ミキサ１０の入力となる。ここで、同
相位相分配器１６の他方の分岐出力をＰcos ω0t、直交
位相誤差をθ、同相位相分配器１７の他方の分岐出力
を、Ｑ sin（ω0t＋θ）とすると、ミキサ１０の出力は
数式１となるが、このミキサ１０の出力に含まれる高調
波成分はループフィルタ１１で除去されるので、掛算器
１２の一方の入力には、高調波成分が除去された信号
［（ＰＱ／２）sin θ］が入力する。
【００２０】
【数１】 Ｐcos ω0t・ Ｑ sin（ω0t＋θ） ＝（ＰＱ／２） sin２ω0t cosθ ＋ＰＱ sin θ｛（１＋ cos２ω0t）／２｝
【００２１】一方、ベースバンドチャネルデータである
ＰとＱは、それぞれ、±１を取る信号であるが、両者の
相関が排他的論理和回路１４で取られ、その相関結果が
掛算器１２の他方の入力となる。
ＰとＱは、それぞれ、±１を取る信号であるが、両者の
相関が排他的論理和回路１４で取られ、その相関結果が
掛算器１２の他方の入力となる。
【００２２】斯くして、掛算器１２では、ループフィル
タ１１の出力に含まれていたＰチャネルデータとＱチャ
ネルデータによる不確定データ成分が除去され、直流ア
ナログ量である直交位相誤差θのみが補正信号として可
変９０°偏移位相器７に与えられる。
タ１１の出力に含まれていたＰチャネルデータとＱチャ
ネルデータによる不確定データ成分が除去され、直流ア
ナログ量である直交位相誤差θのみが補正信号として可
変９０°偏移位相器７に与えられる。
【００２３】可変９０°偏移位相器７では、掛算器１２
から補正信号である直交位相誤差θを受けて、シンセサ
イザ１３の出力に対する操作移相量を直交位相誤差θが
＋側であるときは位相が９０°以下の所定値となるよう
に、また直交位相誤差θが−側であるときは位相が９０
°以上の所定値となるように可変設定する。以上の補正
動作によって直交位相誤差θが常に０となるように制御
される。
から補正信号である直交位相誤差θを受けて、シンセサ
イザ１３の出力に対する操作移相量を直交位相誤差θが
＋側であるときは位相が９０°以下の所定値となるよう
に、また直交位相誤差θが−側であるときは位相が９０
°以上の所定値となるように可変設定する。以上の補正
動作によって直交位相誤差θが常に０となるように制御
される。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の変調器に
よれば、ＰチャネルデータとＱチャネルデータについて
の４相直交位相変調をシンセサイザを用いて各チャネル
毎に直接行うが、その際９０°位相偏移器は可変タイプ
とし、直交位相誤差が０となるよう可変９０°位相偏移
器を制御する。
よれば、ＰチャネルデータとＱチャネルデータについて
の４相直交位相変調をシンセサイザを用いて各チャネル
毎に直接行うが、その際９０°位相偏移器は可変タイプ
とし、直交位相誤差が０となるよう可変９０°位相偏移
器を制御する。
【００２５】従って、本発明によれば、各チャネルの４
相直交位相変調波信号を直接形成するので、従来のよう
な不要スプリアスの発生がないようにできる。また、可
変９０°位相偏移器を制御して常に直交性を維持するよ
うにしているので、直交性の広帯域化が保証され、且
つ、運用中の温度や経年変化による直交性変動に対し常
に補正動作が行われるので、直交精度が良好に補償され
るという効果がある。
相直交位相変調波信号を直接形成するので、従来のよう
な不要スプリアスの発生がないようにできる。また、可
変９０°位相偏移器を制御して常に直交性を維持するよ
うにしているので、直交性の広帯域化が保証され、且
つ、運用中の温度や経年変化による直交性変動に対し常
に補正動作が行われるので、直交精度が良好に補償され
るという効果がある。
【図１】本発明の一実施例に係る変調器の構成ブロック
図である。
図である。
【図２】従来の変調器の構成ブロック図である。
１ 入力端子 ２ 入力端子 ３ 低域通過ろ波器 ４ 低域通過ろ波器 ５ ミキサ ６ ミキサ ７ 可変９０°位相偏移器 ８ 同相位相分配器 ９ 同相位相合成器 １０ ミキサ １１ ループフィルタ １２ 掛算器 １３ シンセサイザ １４ 排他的論理和回路 １６ 同相位相分配器 １７ 同相位相分配器
Claims (2)
- 【請求項１】 低域通過ろ波器で波形整形したＰチャネ
ルデータとＱチャネルデータについて４相直交位相変調
を行う変調器であって； この変調器は、各チャネル毎
の周波数を発生するシンセサイザと； 前記シンセサイ
ザの出力を９０°移相する操作を補正信号に従って行う
可変９０°位相偏移器と； 前記Ｐチャネルデータと前
記シンセサイザの出力との乗算をする第１のミキサと；
前記Ｑチャネルデータと前記可変９０°位相偏移器の
出力との乗算をする第２のミキサと； 前記第１のミキ
サの出力と前記第２のミキサの出力とを合成し４相直交
位相変調波信号を出力する同相位相合成器と； 直交位
相誤差を検出しそれを前記補正信号として出力する位相
誤差検出回路と； を備えたことを特徴とする変調器。 - 【請求項２】 請求項１に記載の変調器において； 前
記位相誤差検出回路は、前記第１のミキサの出力と前記
第２のミキサの出力とを乗算出力する第３のミキサと；
前記第３のミキサの出力についてろ波処理をするルー
プフィルタと； 前記Ｐチャネルデータと前記Ｑチャネ
ルデータとの相関を取る排他的論理和回路と； 前記ル
ープフィルタの出力と前記排他的論理和回路の出力との
乗算を行いその乗算結果を前記補正信号として出力する
掛算器と； を備えたことを特徴とする変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03444292A JP3259100B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03444292A JP3259100B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05207080A true JPH05207080A (ja) | 1993-08-13 |
| JP3259100B2 JP3259100B2 (ja) | 2002-02-18 |
Family
ID=12414359
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03444292A Expired - Fee Related JP3259100B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3259100B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007150905A (ja) * | 2005-11-29 | 2007-06-14 | Japan Radio Co Ltd | Ｌｉｎｃ増幅器 |
| US7388926B2 (en) | 2004-04-21 | 2008-06-17 | Fujitsu Limited | Quadrature modulation system |
| JP2008205810A (ja) * | 2007-02-20 | 2008-09-04 | Matsushita Electric Works Ltd | ダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置 |
-
1992
- 1992-01-24 JP JP03444292A patent/JP3259100B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7388926B2 (en) | 2004-04-21 | 2008-06-17 | Fujitsu Limited | Quadrature modulation system |
| JP2007150905A (ja) * | 2005-11-29 | 2007-06-14 | Japan Radio Co Ltd | Ｌｉｎｃ増幅器 |
| JP2008205810A (ja) * | 2007-02-20 | 2008-09-04 | Matsushita Electric Works Ltd | ダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3259100B2 (ja) | 2002-02-18 |
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