JPH0135531B2 - - Google Patents
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- JPH0135531B2 JPH0135531B2 JP54070316A JP7031679A JPH0135531B2 JP H0135531 B2 JPH0135531 B2 JP H0135531B2 JP 54070316 A JP54070316 A JP 54070316A JP 7031679 A JP7031679 A JP 7031679A JP H0135531 B2 JPH0135531 B2 JP H0135531B2
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- oscillation
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- resonator
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
- H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
- H03B9/14—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance
- H03B9/148—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance the frequency being determined by a dielectric resonator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1864—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a dielectric resonator
- H03B5/187—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a dielectric resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
- H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
- H03B2009/126—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices using impact ionization avalanche transit time [IMPATT] diodes
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- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0032—Circuit elements of oscillators including a device with a Schottky junction
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/02—Details
- H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature
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- H03B7/00—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes
- H03B7/02—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B7/06—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element being semiconductor device
- H03B7/08—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element being semiconductor device being a tunnel diode
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、温度安定性に優れかつ負荷の変動に
よる特性のバラツキが少ない高周波帯の発振回路
に関するもので、特にマイクロ波帯の受信システ
ムの局部発振回路等に有用なものである。
よる特性のバラツキが少ない高周波帯の発振回路
に関するもので、特にマイクロ波帯の受信システ
ムの局部発振回路等に有用なものである。
これまでの高周波帯の発振回路としてBRF（バ
ンドリジエクシヨンフイルタ）を用いた代表的な
ガンダイオード発振器をMIC（マイクロ波集積回
路）化した場合の主要部の斜視図を第１図に示
す。第１図において、セラミツク基板１上に構成
されたストリツプライン２の先端にガンダイオー
ド３が接続されている。ガンダイオード３にはチ
ヨーク回路４を介して直流バイアスDCが印加さ
れる。一方ストリツプライン２はDCブロツク５
により直流をしヤ断したあと負荷Ｚに接続され
る。また、ストリツプライン２には誘電体共振器
６がガンダイオード３からｌｇはなれた位置P1
で磁界結合されている。電気長ｌｇは発振素子が
パツケージ入りのガンダイオードの場合は約
λg／４（λg：波長）に選ぶ。このようにするとP1
点で負荷側を見たインピーダンスは誘電体共振器
６の共振周波数でBRFの効果により高くなる。
これにより電気長lg（≒λg／４）のインピーダン
スインバータによりガンダイオード３での負荷イ
ンピーダンスが低くなり、これはガンダイオード
の発振条件に適合する。これらの負荷インピーダ
ンスの周波数変化を複素反射係数Γの平面で表わ
すと第２図のようになる。
ンドリジエクシヨンフイルタ）を用いた代表的な
ガンダイオード発振器をMIC（マイクロ波集積回
路）化した場合の主要部の斜視図を第１図に示
す。第１図において、セラミツク基板１上に構成
されたストリツプライン２の先端にガンダイオー
ド３が接続されている。ガンダイオード３にはチ
ヨーク回路４を介して直流バイアスDCが印加さ
れる。一方ストリツプライン２はDCブロツク５
により直流をしヤ断したあと負荷Ｚに接続され
る。また、ストリツプライン２には誘電体共振器
６がガンダイオード３からｌｇはなれた位置P1
で磁界結合されている。電気長ｌｇは発振素子が
パツケージ入りのガンダイオードの場合は約
λg／４（λg：波長）に選ぶ。このようにするとP1
点で負荷側を見たインピーダンスは誘電体共振器
６の共振周波数でBRFの効果により高くなる。
これにより電気長lg（≒λg／４）のインピーダン
スインバータによりガンダイオード３での負荷イ
ンピーダンスが低くなり、これはガンダイオード
の発振条件に適合する。これらの負荷インピーダ
ンスの周波数変化を複素反射係数Γの平面で表わ
すと第２図のようになる。
第２図において、第１図の点P1から負荷を見
たインピーダンスの軌跡は負荷Ｚが完全整合の場
合は実線の円７となる。この軌跡７は周波数に対
して時計回りである。即ち、軌跡の始点は周波数
Ｏ（直流）に対応し、無限大が終点（今の場合は
始点に一致）に対応する。ただし、説明の都合
上、負荷Ｚは直流および周波数無限大で変化のな
いものと仮定する。実際に負荷Ｚは発振周波数か
らはなれた周波数ではもはや異なる値をとること
が多いが、発振周波数の近傍での軌跡のふるまい
を説明するのには何ら一般性を失うものではな
い。軌跡７が誘電体共振器６の共振周波数OでΓ
−平面の実軸Ｒと交わる点βの値は誘電体共振器
６の結合が大きいほど１に近づく。また結合の大
きさ（即ちβ）を一定とした場合、誘電体共振器
の無負荷Ｑ（Qu）が高いほど一定の微量周波数変
化Δに対する軌跡の長さｈの値が大きくなる。
たインピーダンスの軌跡は負荷Ｚが完全整合の場
合は実線の円７となる。この軌跡７は周波数に対
して時計回りである。即ち、軌跡の始点は周波数
Ｏ（直流）に対応し、無限大が終点（今の場合は
始点に一致）に対応する。ただし、説明の都合
上、負荷Ｚは直流および周波数無限大で変化のな
いものと仮定する。実際に負荷Ｚは発振周波数か
らはなれた周波数ではもはや異なる値をとること
が多いが、発振周波数の近傍での軌跡のふるまい
を説明するのには何ら一般性を失うものではな
い。軌跡７が誘電体共振器６の共振周波数OでΓ
−平面の実軸Ｒと交わる点βの値は誘電体共振器
６の結合が大きいほど１に近づく。また結合の大
きさ（即ちβ）を一定とした場合、誘電体共振器
の無負荷Ｑ（Qu）が高いほど一定の微量周波数変
化Δに対する軌跡の長さｈの値が大きくなる。
今仮に発振周波数がOで、希望でかつ十分な出
力のとれるガンダイオード３の最適負荷となるイ
ンピーダンスの位置を、第２図で点Paとし、電
気長lgの電気角がα／２とすれば、ガンダイオー
ド３から負荷側を見たインピーダンスは、第２図
のインピーダンス軌跡７を、原点を中心にαだけ
時計方向に回転したものになり、Oの位置がPa
と重なる。この状態で、ガンダイオード３は周波
数Oで発振する。ここで発振周波数を軌跡が実軸
（Ｒ軸）と交わる点の周波数、およびダイオード
の発振条件のインピーダンスをPaと限定しても
以下の説明での一般性を失うものではない。例え
ば、ここで結合量βの大きさはPaに重なるよう
に結果的に設計すると解釈することができる。
力のとれるガンダイオード３の最適負荷となるイ
ンピーダンスの位置を、第２図で点Paとし、電
気長lgの電気角がα／２とすれば、ガンダイオー
ド３から負荷側を見たインピーダンスは、第２図
のインピーダンス軌跡７を、原点を中心にαだけ
時計方向に回転したものになり、Oの位置がPa
と重なる。この状態で、ガンダイオード３は周波
数Oで発振する。ここで発振周波数を軌跡が実軸
（Ｒ軸）と交わる点の周波数、およびダイオード
の発振条件のインピーダンスをPaと限定しても
以下の説明での一般性を失うものではない。例え
ば、ここで結合量βの大きさはPaに重なるよう
に結果的に設計すると解釈することができる。
さて、今ダイオードの最適負荷インピーダンス
の点Paがなんらかの影響（例えば温度、あるい
はバイアス電圧など）で、Paの位置から若干変
化したとする。そうすれば負荷インピーダンス軌
跡７が回転後新しいPaと一致する点はもはやO
の点ではなく、そこから軌跡７に沿つていくらか
ずれた周波数の点でなければならない。もちろ
ん、Paの変化は回転後の軌跡７の上にくるよう
に選ばれている必要がある。もしダイオードの発
振能力などでそのような位置にPaが移動できな
ければもはや発振はストツプしてしまう。例えば
温度変化による発振停止状態がそれに当たる。
今、ダイオードの発振能力が十分で、従つてPa
の変化に対して軌跡７上のpzの点が新しい発振周
波数を定めるとする。図の場合この周波数の変化
は＋Δ／２であることを示している。これがダ
イオードそのものの条件変化による発振周波数の
変化に相当するものである。
の点Paがなんらかの影響（例えば温度、あるい
はバイアス電圧など）で、Paの位置から若干変
化したとする。そうすれば負荷インピーダンス軌
跡７が回転後新しいPaと一致する点はもはやO
の点ではなく、そこから軌跡７に沿つていくらか
ずれた周波数の点でなければならない。もちろ
ん、Paの変化は回転後の軌跡７の上にくるよう
に選ばれている必要がある。もしダイオードの発
振能力などでそのような位置にPaが移動できな
ければもはや発振はストツプしてしまう。例えば
温度変化による発振停止状態がそれに当たる。
今、ダイオードの発振能力が十分で、従つてPa
の変化に対して軌跡７上のpzの点が新しい発振周
波数を定めるとする。図の場合この周波数の変化
は＋Δ／２であることを示している。これがダ
イオードそのものの条件変化による発振周波数の
変化に相当するものである。
ここで仮に共振器６のQuが今よりも大きいと
すれば微量周波数変化Δに対する軌跡の長さｈ
が前より大きくなる。従つて軌跡上の点pzが示す
周波数のOからの変化量はΔ／２より小さい。
即ち、高い無負荷Ｑの共振器を使えば温度変化な
どに対しより周波数安定な発振器を得ることがで
きることが証明される。また共振器自体に温度特
性を与え周波数値Oの位置がpzへ移動することが
できれば温度補償の利いた発振器が実現できるこ
とが容易に説明される。以上が、Paの変化と発
振周波数変化の関係を一般的に説明するものであ
る。
すれば微量周波数変化Δに対する軌跡の長さｈ
が前より大きくなる。従つて軌跡上の点pzが示す
周波数のOからの変化量はΔ／２より小さい。
即ち、高い無負荷Ｑの共振器を使えば温度変化な
どに対しより周波数安定な発振器を得ることがで
きることが証明される。また共振器自体に温度特
性を与え周波数値Oの位置がpzへ移動することが
できれば温度補償の利いた発振器が実現できるこ
とが容易に説明される。以上が、Paの変化と発
振周波数変化の関係を一般的に説明するものであ
る。
さて、次に負荷Ｚが完全整合ではなく、わずか
に反射がある場合を考えてみる。この場合、負荷
インピーダンス軌跡は第３図ａ―ｄに示すいずれ
かで代表される。ここでは負荷が中心からそれぞ
れ虚軸（Ｉ軸）上あるいは実軸（Ｒ軸）上の点
Za，Zb，Zc，Zdへ変化したことを示す。第３図
ａ―ｄにおいて、一定のΔに対する軌跡の長さ
ｈは第３図ａの場合が最も小さく、それ以外は第
２図の場合とほぼ同等である。各々の軌跡がＲ軸
と交わる点のβ値は、第２図の場合とほぼ等し
い。これらは負荷インピーダンスのずれが小さい
とき一次の計算誤差の範囲で正しいと考えること
ができる。このように負荷インピーダンスの軌跡
が変化したとき、先の説明から明らかなように、
ガンダイオードの最適負荷インピーダンスの点
Paの温度等の影響での変化に対し、発振周波数
の変化が第３図ａの場合に最も大きいことを意味
する。つまり、負荷のばらつきが第３図ａの状態
あるいはさらに正確には第１あるいは４象限で中
心からより離れたところにある状態になつたとき
発振周波数の安定度が最も悪くなる。もつとも、
第３図ａの様な負荷のばらつきに対して安定に発
振するよう再調整することは可能である。再調整
はこれまでの説明から分かるように再設計と同様
の意味である。したがつて、この調整は多大な時
間と労力がかかることがしばしばある。負荷の変
動、ばらつき等の影響を少なくするにはアイソレ
ータを用いたりアツテネータパツドを用いたりす
ることができるが、アイソレータはコストが高く
また挿入のため広い場所が必要になる。アツテネ
ータは減衰量の大きなものを用いればその効果が
期待できるが、発振出力が低下する欠点がある。
に反射がある場合を考えてみる。この場合、負荷
インピーダンス軌跡は第３図ａ―ｄに示すいずれ
かで代表される。ここでは負荷が中心からそれぞ
れ虚軸（Ｉ軸）上あるいは実軸（Ｒ軸）上の点
Za，Zb，Zc，Zdへ変化したことを示す。第３図
ａ―ｄにおいて、一定のΔに対する軌跡の長さ
ｈは第３図ａの場合が最も小さく、それ以外は第
２図の場合とほぼ同等である。各々の軌跡がＲ軸
と交わる点のβ値は、第２図の場合とほぼ等し
い。これらは負荷インピーダンスのずれが小さい
とき一次の計算誤差の範囲で正しいと考えること
ができる。このように負荷インピーダンスの軌跡
が変化したとき、先の説明から明らかなように、
ガンダイオードの最適負荷インピーダンスの点
Paの温度等の影響での変化に対し、発振周波数
の変化が第３図ａの場合に最も大きいことを意味
する。つまり、負荷のばらつきが第３図ａの状態
あるいはさらに正確には第１あるいは４象限で中
心からより離れたところにある状態になつたとき
発振周波数の安定度が最も悪くなる。もつとも、
第３図ａの様な負荷のばらつきに対して安定に発
振するよう再調整することは可能である。再調整
はこれまでの説明から分かるように再設計と同様
の意味である。したがつて、この調整は多大な時
間と労力がかかることがしばしばある。負荷の変
動、ばらつき等の影響を少なくするにはアイソレ
ータを用いたりアツテネータパツドを用いたりす
ることができるが、アイソレータはコストが高く
また挿入のため広い場所が必要になる。アツテネ
ータは減衰量の大きなものを用いればその効果が
期待できるが、発振出力が低下する欠点がある。
本発明は、これらの欠点を解決し、簡単な回路
で負荷の変動に対して特性の変化の少ない発振回
路を提供するもので、以下にその一実施例を図面
を用いて詳細を説明する。
で負荷の変動に対して特性の変化の少ない発振回
路を提供するもので、以下にその一実施例を図面
を用いて詳細を説明する。
第４図は本発明の一実施例であるMICによる
ガンダイオードを用いた発振回路の主要部の斜視
図である。第４図において、第１図と同一の番号
の付された各要素は第１図と同様の動作あるいは
機能を有している。第４図において電気的結合等
価位置P1から負荷Ｚ側に電気長ｄだけ離れた位
置P2に容量性スタブ８が接続されている。位置
P2での特定周波数（発振周波数）での負荷イン
ピーダンスＺのばらつきが第５図のΓ−平面にお
いて、あるVSWR円内のz1−zoのように表わされ
るとする。これら全ての負荷インピーダンスz1−
zoにたいして容量性スタブ８により、P2点でのイ
ンピーダンスを第５図に示す定アドミタンス円上
に沿つて第３象限（Ｒ軸、Ｉ軸とも負）に移動す
ることができる。かりに非常に大きな容量のスタ
ブ（長いスタブ）を用いると、第５図から明らか
なようにz1−zoは第３象限でＲ軸に近いところ
（但し中心からはなれたところ）へ移動させるこ
ともできる。こうすれば、負荷インピーダンス軌
跡の外見は第３図ｃ的になり確かに周波数の温度
変化に対する安定度は確保されると考えることも
できるが、そのインピーダンス軌跡のＲ軸と交わ
る点のβ値はもはや最初の設計値からはなれた小
さなものになりこれは一般には発振出力端が小さ
くなることを意味する。そして、Paの変化が前
にも述べたように軌跡の変化に対して追従しない
ことが起こり、結果的に周波数安定度も確保され
ないことも生じる。本発明では、容量性スタブを
あまり大きくせず、代わりに電気角45゜以下の伝
送線路を併用しインピーダンスを回転させること
によりz1−zoが第２、３象限でＲ軸に近く、かつ
中心に近いところへ移動させることができること
が特徴である。伝送線路により、インピーダンス
が第５図上で電気角の２倍の角度だけ時計方向に
回転する。従つて90゜以上回転すると第３象限の
インピーダンスが第１象限まで移動してしまい本
発明の効果が現われなくなる。これにより電気長
ｄは45゜以下に制限される。本発明では、できる
だけわずかな容量のスタブを用いz1−zoを第３、
４象限のＩ軸の付近へ移動し、さらに90゜以下に
回転させると最も効果が良く現われる。これは、
z1−zoが比較的中心付近にばらついているときに
可能である。第５図でばらつきz1とzoについて本
発明によるスタブと電気長ｄの効果によるインピ
ーダンスの移動の例を示す。インピーダンスz1，
zoは規格化アドミタンス0.5のスタブにより、Q1，
Qo点へ移動する。さらに電気角40゜で80゜時計方向
に回転しR1，Ro点へ移動する。他のばらつきの
点も同様の操作をすれば大部分が第２、３象限で
Ｒ軸に近く、かつ中心に近い場所へ移動すること
が確かめられる。ばらつきの範囲を示すVSWR
円の大きさが大きいほどスタブの容量を大きくす
る必要がある。その時回転角は前より小さくても
良いが、発振出力の性能は前より劣ることにな
る。いずれにせよ、スダブの長さと伝送線路の電
気長ｄは、z1−zoのばらつきの状態から最適の組
合せを選ぶ。
ガンダイオードを用いた発振回路の主要部の斜視
図である。第４図において、第１図と同一の番号
の付された各要素は第１図と同様の動作あるいは
機能を有している。第４図において電気的結合等
価位置P1から負荷Ｚ側に電気長ｄだけ離れた位
置P2に容量性スタブ８が接続されている。位置
P2での特定周波数（発振周波数）での負荷イン
ピーダンスＺのばらつきが第５図のΓ−平面にお
いて、あるVSWR円内のz1−zoのように表わされ
るとする。これら全ての負荷インピーダンスz1−
zoにたいして容量性スタブ８により、P2点でのイ
ンピーダンスを第５図に示す定アドミタンス円上
に沿つて第３象限（Ｒ軸、Ｉ軸とも負）に移動す
ることができる。かりに非常に大きな容量のスタ
ブ（長いスタブ）を用いると、第５図から明らか
なようにz1−zoは第３象限でＲ軸に近いところ
（但し中心からはなれたところ）へ移動させるこ
ともできる。こうすれば、負荷インピーダンス軌
跡の外見は第３図ｃ的になり確かに周波数の温度
変化に対する安定度は確保されると考えることも
できるが、そのインピーダンス軌跡のＲ軸と交わ
る点のβ値はもはや最初の設計値からはなれた小
さなものになりこれは一般には発振出力端が小さ
くなることを意味する。そして、Paの変化が前
にも述べたように軌跡の変化に対して追従しない
ことが起こり、結果的に周波数安定度も確保され
ないことも生じる。本発明では、容量性スタブを
あまり大きくせず、代わりに電気角45゜以下の伝
送線路を併用しインピーダンスを回転させること
によりz1−zoが第２、３象限でＲ軸に近く、かつ
中心に近いところへ移動させることができること
が特徴である。伝送線路により、インピーダンス
が第５図上で電気角の２倍の角度だけ時計方向に
回転する。従つて90゜以上回転すると第３象限の
インピーダンスが第１象限まで移動してしまい本
発明の効果が現われなくなる。これにより電気長
ｄは45゜以下に制限される。本発明では、できる
だけわずかな容量のスタブを用いz1−zoを第３、
４象限のＩ軸の付近へ移動し、さらに90゜以下に
回転させると最も効果が良く現われる。これは、
z1−zoが比較的中心付近にばらついているときに
可能である。第５図でばらつきz1とzoについて本
発明によるスタブと電気長ｄの効果によるインピ
ーダンスの移動の例を示す。インピーダンスz1，
zoは規格化アドミタンス0.5のスタブにより、Q1，
Qo点へ移動する。さらに電気角40゜で80゜時計方向
に回転しR1，Ro点へ移動する。他のばらつきの
点も同様の操作をすれば大部分が第２、３象限で
Ｒ軸に近く、かつ中心に近い場所へ移動すること
が確かめられる。ばらつきの範囲を示すVSWR
円の大きさが大きいほどスタブの容量を大きくす
る必要がある。その時回転角は前より小さくても
良いが、発振出力の性能は前より劣ることにな
る。いずれにせよ、スダブの長さと伝送線路の電
気長ｄは、z1−zoのばらつきの状態から最適の組
合せを選ぶ。
さて、本発明の作用によつて、負荷インピーダ
ンス軌跡のうち最も不安定となる第３図ａの条件
を避けることができ、かつ発振出力の低下も少な
くすることができる。つまり、負荷変動による発
振器の発振周波数特性への影響を少なくすること
ができる。この結果、この回路は温度係数を持つ
た共振器を用い温度補償を行い周波数を安定化す
る方式の発振器に特に有用である。
ンス軌跡のうち最も不安定となる第３図ａの条件
を避けることができ、かつ発振出力の低下も少な
くすることができる。つまり、負荷変動による発
振器の発振周波数特性への影響を少なくすること
ができる。この結果、この回路は温度係数を持つ
た共振器を用い温度補償を行い周波数を安定化す
る方式の発振器に特に有用である。
第６図は本発明のさらに別な実施例を示す
MIC化トランジスタ発振回路の主要部の等価回
路図である。第６図で直流のバイアス回路は省略
している。トランジスタTrのベースｂには先端
開放の長さλg／４のストリツプライン９が接続さ
れ、高周波的にアースされる。エミツタｅは浮遊
容量Cepでアースされ、コレクタｃ―エミツタｅ
間の内部容量Cceとでコルピツツ形の発振回路を
構成している。コレクタｃから負荷Ｚに接続され
るストリツプライン１０にはコの字形のストリツ
プライン共振器１１が点P3で等価的に結合され
る。ストリツプライン共振器１１の中間には直列
に温度補償用コンデンサ１２が挿入されストリツ
プライン共振器１１の共振周波数に温度係数を持
つようにしている。コレクタｃと結合点P3との
電気長lcは等価的にはλg／４であるが、コレクタ
端子での寄生素子などにより実際の長さはλg／４
〜3λg／８程度となる。そしてP3点から負荷側に
ls離れた位置P4に容量性スタブ１３が接続されて
いる。lsの長さはλg／８（電気角45゜）以下であ
る。トランジスタの温度変化による発振周波数の
変化はストリツプライン共振器１１により温度補
償されて安定になる。
MIC化トランジスタ発振回路の主要部の等価回
路図である。第６図で直流のバイアス回路は省略
している。トランジスタTrのベースｂには先端
開放の長さλg／４のストリツプライン９が接続さ
れ、高周波的にアースされる。エミツタｅは浮遊
容量Cepでアースされ、コレクタｃ―エミツタｅ
間の内部容量Cceとでコルピツツ形の発振回路を
構成している。コレクタｃから負荷Ｚに接続され
るストリツプライン１０にはコの字形のストリツ
プライン共振器１１が点P3で等価的に結合され
る。ストリツプライン共振器１１の中間には直列
に温度補償用コンデンサ１２が挿入されストリツ
プライン共振器１１の共振周波数に温度係数を持
つようにしている。コレクタｃと結合点P3との
電気長lcは等価的にはλg／４であるが、コレクタ
端子での寄生素子などにより実際の長さはλg／４
〜3λg／８程度となる。そしてP3点から負荷側に
ls離れた位置P4に容量性スタブ１３が接続されて
いる。lsの長さはλg／８（電気角45゜）以下であ
る。トランジスタの温度変化による発振周波数の
変化はストリツプライン共振器１１により温度補
償されて安定になる。
第７図ａは第６図で示すトランジスタ発振回路
において、スタブ１３がないときの温度特性のば
らつきの様子を示し、第７図ｂはスタブ１３によ
り改善された結果を示す。これからも明らかなよ
うに本発明の回路により負荷のばらつきに対し、
特性のばらつきは非常に改善される。
において、スタブ１３がないときの温度特性のば
らつきの様子を示し、第７図ｂはスタブ１３によ
り改善された結果を示す。これからも明らかなよ
うに本発明の回路により負荷のばらつきに対し、
特性のばらつきは非常に改善される。
第１図は従来のMIC化されたBRF形ガンダイ
オード発振器の主要部の構成を示す斜視図、第２
図は第１図のガンダイオードの負荷インピーダン
ス（反射係数）を説明する図、第３図ａ〜ｄは負
荷が変動したとき、同じく、ガンダイオードでの
負荷インピーダンスを説明する図、第４図は
MIC化されたBRF形ガンダイオード発振器に応
用した本発明の一実施例の主要部の構成を示す斜
視図、第５図は、本発明により負荷インピーダン
スが改善される様子を示す説明図、第６図は本発
明の回路をトランジスタを用いた発振回路に応用
したさらに別の一実施例を示す主要部の等価回路
図、第７図ａ，ｂはそのトランジスタ発振器の特
性の改善を比較する温度特性図である。 １……基板、２……ストリツプライン、３……
ガンダイオード、６……誘電体共振器、８……ス
タブ。
オード発振器の主要部の構成を示す斜視図、第２
図は第１図のガンダイオードの負荷インピーダン
ス（反射係数）を説明する図、第３図ａ〜ｄは負
荷が変動したとき、同じく、ガンダイオードでの
負荷インピーダンスを説明する図、第４図は
MIC化されたBRF形ガンダイオード発振器に応
用した本発明の一実施例の主要部の構成を示す斜
視図、第５図は、本発明により負荷インピーダン
スが改善される様子を示す説明図、第６図は本発
明の回路をトランジスタを用いた発振回路に応用
したさらに別の一実施例を示す主要部の等価回路
図、第７図ａ，ｂはそのトランジスタ発振器の特
性の改善を比較する温度特性図である。 １……基板、２……ストリツプライン、３……
ガンダイオード、６……誘電体共振器、８……ス
タブ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 発振回路素子と負荷とを伝送線路で結び、上
記伝送線路に電磁界結合させた共振器を有するバ
ンドリジエクシヨンフイルタ形高周波発振回路に
おいて、共振器の上記伝送線路上での電気的結合
位置と上記結合位置から負荷側に発振周波数での
電気角45゜の位置との間の位置に所定長さの容量
性サセプタンス素子を接続したことを特徴とする
高周波発振回路。 ２ 共振器の自己共振周波数が温度係数をもち、
発振周波数の温度補償を行うように構成されてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
高周波発振回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7031679A JPS55161403A (en) | 1979-06-04 | 1979-06-04 | High frequency oscillating circuit |
| US06/156,195 US4331940A (en) | 1979-06-04 | 1980-06-03 | Solid-state MIC oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7031679A JPS55161403A (en) | 1979-06-04 | 1979-06-04 | High frequency oscillating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55161403A JPS55161403A (en) | 1980-12-16 |
| JPH0135531B2 true JPH0135531B2 (ja) | 1989-07-26 |
Family
ID=13427915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7031679A Granted JPS55161403A (en) | 1979-06-04 | 1979-06-04 | High frequency oscillating circuit |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4331940A (ja) |
| JP (1) | JPS55161403A (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4514707A (en) * | 1982-06-15 | 1985-04-30 | Motorola, Inc. | Dielectric resonator controlled planar IMPATT diode oscillator |
| US4541123A (en) * | 1982-08-30 | 1985-09-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Mixer circuit |
| US4736454A (en) * | 1983-09-15 | 1988-04-05 | Ball Corporation | Integrated oscillator and microstrip antenna system |
| JPH0628332B2 (ja) * | 1984-06-05 | 1994-04-13 | ソニー株式会社 | 受信機 |
| JPS6168514U (ja) * | 1984-10-09 | 1986-05-10 | ||
| US4641369A (en) * | 1984-11-29 | 1987-02-03 | Trw Inc. | Local oscillator and mixer assembly |
| US4565979A (en) * | 1984-12-10 | 1986-01-21 | Ford Aerospace & Communications Corporation | Double dielectric resonator stabilized oscillator |
| IT1184920B (it) * | 1985-03-22 | 1987-10-28 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Oscillatore a microonde integrato |
| JPH0540568Y2 (ja) * | 1985-08-26 | 1993-10-14 | ||
| JPS64804A (en) * | 1988-03-18 | 1989-01-05 | Murata Mfg Co Ltd | Production of oscillation circuit device |
| US5204641A (en) * | 1992-03-11 | 1993-04-20 | Space Systems/Loral, Inc. | Conducting plane resonator stabilized oscillator |
| JP2876947B2 (ja) * | 1993-07-27 | 1999-03-31 | 日本電気株式会社 | マイクロ波発振器 |
| DE4341221A1 (de) * | 1993-12-03 | 1995-06-08 | Thomson Brandt Gmbh | Anordnung zur Verringerung von Störungen bei Schwingkreisen in integrierten Schaltungen |
| US5617104A (en) * | 1995-03-28 | 1997-04-01 | Das; Satyendranath | High Tc superconducting tunable ferroelectric transmitting system |
| US5578969A (en) * | 1995-06-13 | 1996-11-26 | Kain; Aron Z. | Split dielectric resonator stabilized oscillator |
| US5852870A (en) * | 1996-04-24 | 1998-12-29 | Amkor Technology, Inc. | Method of making grid array assembly |
| CA2244507A1 (en) | 1998-09-04 | 2000-03-04 | Masahiro Kiyokawa | Method and apparatus for cascading frequency doublers |
| KR100696205B1 (ko) * | 2005-08-26 | 2007-03-20 | 한국전자통신연구원 | 광 모듈 및 광 모듈 패키지 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6047764B2 (ja) * | 1977-01-21 | 1985-10-23 | ソニー株式会社 | 集積回路化マイクロ波発振器 |
| DE2803846C2 (de) * | 1977-01-31 | 1986-01-30 | Hitachi, Ltd., Tokio/Tokyo | Zentimeterwellen-Oszillatorschaltung mit einem Feldeffekttransistor |
-
1979
- 1979-06-04 JP JP7031679A patent/JPS55161403A/ja active Granted
-
1980
- 1980-06-03 US US06/156,195 patent/US4331940A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55161403A (en) | 1980-12-16 |
| US4331940A (en) | 1982-05-25 |
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