JPH0136077B2 - - Google Patents
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- JPH0136077B2 JPH0136077B2 JP2720781A JP2720781A JPH0136077B2 JP H0136077 B2 JPH0136077 B2 JP H0136077B2 JP 2720781 A JP2720781 A JP 2720781A JP 2720781 A JP2720781 A JP 2720781A JP H0136077 B2 JPH0136077 B2 JP H0136077B2
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- Japan
- Prior art keywords
- target
- elevation angle
- antenna
- frequency
- wave
- Prior art date
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/66—Radar-tracking systems; Analogous systems
- G01S13/68—Radar-tracking systems; Analogous systems for angle tracking only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は低仰角に位置する目標を追尾するレ
ーダ装置の性能改善に関するものである。
ーダ装置の性能改善に関するものである。
まず従来の追尾レーダ装置を図面により説明す
る。第１図は従来の追尾レーダ装置の構成図で第
１図において１は安定化局部発振器（STALO：
STAble Local Oscillator）、２はコヒーレント
発振器、３は位相検出器、４はゲート回路、５は
パルス変調器、６は分配器、７は増幅器、８はサ
ーキユレータ、９はミキサ、１０は中間周波数
（Intermediate Frequency：IF）増幅器（以下IF
増幅器という。）、１１は90゜移相器、１２はアン
テナ、１３は計算機である。
る。第１図は従来の追尾レーダ装置の構成図で第
１図において１は安定化局部発振器（STALO：
STAble Local Oscillator）、２はコヒーレント
発振器、３は位相検出器、４はゲート回路、５は
パルス変調器、６は分配器、７は増幅器、８はサ
ーキユレータ、９はミキサ、１０は中間周波数
（Intermediate Frequency：IF）増幅器（以下IF
増幅器という。）、１１は90゜移相器、１２はアン
テナ、１３は計算機である。
さてコヒーレント発振器（COHO；COHerent
Osillator）２より出力されたIF（Intermediate
Frequency）の連続波は安定化局部発振器
（STALO：STAble Local Osillator）１より出
力されたRF（Radio Frequency）の連続波とミ
キサ９で混合される。このミキサ９の出力はパル
ス変調器５でパルス変調され、分配器６に到達す
る。このとき分配器６によりＮ分配されるものと
する。この分配器６の出力はそれぞれ増幅器７で
増幅され、サーキユレータ８を経てアンテナ１２
より電波となつて放射される。放射された電波は
目標で反射されアンテナ１２に到達する。このと
き低仰角高度に目標が存在するものとすれば目標
Ｔからの反射波は第２図、第３図に示すように直
接、アンテナ１２に到達する成分以外に、海面又
は地面で更に反射されてアンテナ１２に到達する
ような成分が加わりいわゆるマルチパス効果が生
じる。そして、再びサーキユレータ８を経由して
ミキサ９に入力される。ところで、ミキサ９では
受信々号と安定化局部発振器１からの信号が混合
され、IFに変換された後、IF増幅器１０に入力
される。IF増幅器１０の出力は２個の位相検出
器３に分配され、一方の位相検波器ではコヒーレ
ント発振器２からの直接の出力と混合されその出
力はゲート回路４を経た後目標からの受信々号の
振幅、位相成分が取り出されて、複素信号V1の
実部I1が得られる。他方の位相検波器ではコヒー
レント発振器２の出力は90゜移相器１１を経由し
てIF増幅器１０の出力と混合され、その出力は
ゲート回路４を経て目標からの受信々号の振幅、
位相成分が取り出され複素信号V1の虚部Q1が得
られる。同様にして、＃（Ｎ−１）のアンテナ１
２では複素信号VN−1の実部IN−1、虚部QN−1、
＃Ｎのアンテナ１２では複素信号VNの実部IN、
虚部QNがそれぞれ得られる。
Osillator）２より出力されたIF（Intermediate
Frequency）の連続波は安定化局部発振器
（STALO：STAble Local Osillator）１より出
力されたRF（Radio Frequency）の連続波とミ
キサ９で混合される。このミキサ９の出力はパル
ス変調器５でパルス変調され、分配器６に到達す
る。このとき分配器６によりＮ分配されるものと
する。この分配器６の出力はそれぞれ増幅器７で
増幅され、サーキユレータ８を経てアンテナ１２
より電波となつて放射される。放射された電波は
目標で反射されアンテナ１２に到達する。このと
き低仰角高度に目標が存在するものとすれば目標
Ｔからの反射波は第２図、第３図に示すように直
接、アンテナ１２に到達する成分以外に、海面又
は地面で更に反射されてアンテナ１２に到達する
ような成分が加わりいわゆるマルチパス効果が生
じる。そして、再びサーキユレータ８を経由して
ミキサ９に入力される。ところで、ミキサ９では
受信々号と安定化局部発振器１からの信号が混合
され、IFに変換された後、IF増幅器１０に入力
される。IF増幅器１０の出力は２個の位相検出
器３に分配され、一方の位相検波器ではコヒーレ
ント発振器２からの直接の出力と混合されその出
力はゲート回路４を経た後目標からの受信々号の
振幅、位相成分が取り出されて、複素信号V1の
実部I1が得られる。他方の位相検波器ではコヒー
レント発振器２の出力は90゜移相器１１を経由し
てIF増幅器１０の出力と混合され、その出力は
ゲート回路４を経て目標からの受信々号の振幅、
位相成分が取り出され複素信号V1の虚部Q1が得
られる。同様にして、＃（Ｎ−１）のアンテナ１
２では複素信号VN−1の実部IN−1、虚部QN−1、
＃Ｎのアンテナ１２では複素信号VNの実部IN、
虚部QNがそれぞれ得られる。
このような複素信号V1，V2…、VNを計算機１
３に入力する。計算機１３では、これらの複素信
号を用いてマルチパス効果を受けたアンテナ１２
への到来波の中から直接波W1の到来方向を推定
するための演算を行なう。
３に入力する。計算機１３では、これらの複素信
号を用いてマルチパス効果を受けたアンテナ１２
への到来波の中から直接波W1の到来方向を推定
するための演算を行なう。
ところで、この演算では電波のアンテナ１２へ
の到来方向数ｎが既知であることを前提にして、
上記の複素信号V1，V2、…VNと、ｎ個の電波の
到来方向を仮想的に任意に選んだ場合に得られる
アンテナの複素出力V1′，V2′、…VN′との差を最
小にするような電波の到来方向を求める。これら
の到来方向のうち最も大きくなる仰角方向を直接
波の到来方向としていた。
の到来方向数ｎが既知であることを前提にして、
上記の複素信号V1，V2、…VNと、ｎ個の電波の
到来方向を仮想的に任意に選んだ場合に得られる
アンテナの複素出力V1′，V2′、…VN′との差を最
小にするような電波の到来方向を求める。これら
の到来方向のうち最も大きくなる仰角方向を直接
波の到来方向としていた。
上記方法によれば、第２図で示すように海面Ｏ
又は地面がほとんど平面に近い場合には反射波は
鏡面反射W2となり電波の到来方向数が直接波W1
と併せて２個となることが明らかなため低高度の
目標に対してきわめて正確に角度を推定すること
ができた。
又は地面がほとんど平面に近い場合には反射波は
鏡面反射W2となり電波の到来方向数が直接波W1
と併せて２個となることが明らかなため低高度の
目標に対してきわめて正確に角度を推定すること
ができた。
しかし、第３図で示すように、海面Ｏ又は地面
が送信波長に比べ凹凸が大きい場合では、目標Ｔ
およびイメージT′それぞれからの直接波W1およ
び鏡面反射波W2の他に乱反射成分W3が加わり、
これらの乱反射によりイメージT′の数が増加し
たことに相当する。従つて、一般に、乱反射によ
るイメージT′の数は未知であるため、目標の推
定仰角に大きな誤差が生じた。
が送信波長に比べ凹凸が大きい場合では、目標Ｔ
およびイメージT′それぞれからの直接波W1およ
び鏡面反射波W2の他に乱反射成分W3が加わり、
これらの乱反射によりイメージT′の数が増加し
たことに相当する。従つて、一般に、乱反射によ
るイメージT′の数は未知であるため、目標の推
定仰角に大きな誤差が生じた。
これらの現象を計算機シミユレーシヨンにより
求め、目標の真の仰角に対する角度誤差（＝｜目
標の推定仰角−目標の真の仰角｜）を求めたのが
第４図、第５図である。
求め、目標の真の仰角に対する角度誤差（＝｜目
標の推定仰角−目標の真の仰角｜）を求めたのが
第４図、第５図である。
第４図は第２図に相当する場合、第５図は第３
図に相当する場合の計算機シミユレーシヨン結果
の例を表わす。第４図、第５図共に、配列された
アンテナの個数を５とし、信号（目標からの直接
波）対受信機雑音比は30dBである。これらの図か
らわかるように海面又は地面が平面に近い場合に
はきわめて正確に目標の追尾を行なうことができ
るが乱反射が存在する場合では著しく角度誤差が
大きくなり正確な追尾を行なうことができなかつ
た。ただし、第４図および第５図における縦軸と
横軸はＮ個のアンテナ１２が同相で励振されたと
き形成されるであろうアンテナビームの３dB幅で
規格化されている。
図に相当する場合の計算機シミユレーシヨン結果
の例を表わす。第４図、第５図共に、配列された
アンテナの個数を５とし、信号（目標からの直接
波）対受信機雑音比は30dBである。これらの図か
らわかるように海面又は地面が平面に近い場合に
はきわめて正確に目標の追尾を行なうことができ
るが乱反射が存在する場合では著しく角度誤差が
大きくなり正確な追尾を行なうことができなかつ
た。ただし、第４図および第５図における縦軸と
横軸はＮ個のアンテナ１２が同相で励振されたと
き形成されるであろうアンテナビームの３dB幅で
規格化されている。
この発明はこれらの欠点を解決するため送信パ
ルス毎に周波数を切換えてレーダで受信される反
射成分を無相関化して乱反射の影響を除去するも
ので以下図面についてこの発明を詳細に説明す
る。
ルス毎に周波数を切換えてレーダで受信される反
射成分を無相関化して乱反射の影響を除去するも
ので以下図面についてこの発明を詳細に説明す
る。
第６図はこの発明の一実施例を示す追尾レーダ
装置の構成図であつて、第１図の安定化局部発振
器１の代わりに、送信パルス毎に又は有限時間毎
に送信周波数が変化する周波数可変の発振器１４
が用いられていることと、平均化回路１５が新た
に加わつたことである。さて、発振器１４は一例
として周波数f1′，f2′、…fM′で連続波をそれぞれ
発振するＭ個の発振器１６から構成されるものと
し、Ｍ個の発振器１６の出力がスイツチにより切
り換えられて発振器１４よりｔ＝t1でf1′，ｔ＝t2
でf2′…ｔ＝tMでfM′の周波数が出力されるものと
する。そして発振器１４の周波数にコヒーレント
発振器２の一定周波数がミキサ９により加えられ
周波数f1′，f2′、…fM′の周波数を持つた電波がア
ンテナ１２より放射されるものとする。送信パル
ス毎又は有限時間毎に目標の仰角を推定するとこ
ろまでは第１図で説明した場合と同じである。
装置の構成図であつて、第１図の安定化局部発振
器１の代わりに、送信パルス毎に又は有限時間毎
に送信周波数が変化する周波数可変の発振器１４
が用いられていることと、平均化回路１５が新た
に加わつたことである。さて、発振器１４は一例
として周波数f1′，f2′、…fM′で連続波をそれぞれ
発振するＭ個の発振器１６から構成されるものと
し、Ｍ個の発振器１６の出力がスイツチにより切
り換えられて発振器１４よりｔ＝t1でf1′，ｔ＝t2
でf2′…ｔ＝tMでfM′の周波数が出力されるものと
する。そして発振器１４の周波数にコヒーレント
発振器２の一定周波数がミキサ９により加えられ
周波数f1′，f2′、…fM′の周波数を持つた電波がア
ンテナ１２より放射されるものとする。送信パル
ス毎又は有限時間毎に目標の仰角を推定するとこ
ろまでは第１図で説明した場合と同じである。
ただし目標の仰角を推定する方法として例えば
次に示す最尤推定法を考えることができる。（I.
Kupiec、“Experimental Verification of the
Performance of the Aperture Sampling
Technique”、Tech Note 1975−45、Lincoln
Lab.、MIT、15.Sept.1975に詳述） 各アンテナの出力は Vo＝K 〓 〓k=1 ｆ（αk）・Ak・exp（jφk）・exp〔ｊ2π／λ・（
ｎ−１）ｄ・sinαk〕＋Fo（Ａ−１） で表される。ただし、ｎ−１、２、３、…、Ｎで
ある。
次に示す最尤推定法を考えることができる。（I.
Kupiec、“Experimental Verification of the
Performance of the Aperture Sampling
Technique”、Tech Note 1975−45、Lincoln
Lab.、MIT、15.Sept.1975に詳述） 各アンテナの出力は Vo＝K 〓 〓k=1 ｆ（αk）・Ak・exp（jφk）・exp〔ｊ2π／λ・（
ｎ−１）ｄ・sinαk〕＋Fo（Ａ−１） で表される。ただし、ｎ−１、２、３、…、Ｎで
ある。
ここにＫは目標および地面などからの反射源の
数、αkは上記のｋ番目の反射源により反射された
電波の到来角（仰角）、ｆ（αk）は各アンテナのαk
における放射強度、Ak，kはそれぞれ上記ｋ番
目の反射源による反射波のアンテナに到来する振
幅および位相、λは本追尾レーダ装置の送信波
長、ｄは各アンテナ間の間隔、Foは受信機雑音
である。式（Ａ−１）を行列表記すれば次式とな
る。
数、αkは上記のｋ番目の反射源により反射された
電波の到来角（仰角）、ｆ（αk）は各アンテナのαk
における放射強度、Ak，kはそれぞれ上記ｋ番
目の反射源による反射波のアンテナに到来する振
幅および位相、λは本追尾レーダ装置の送信波
長、ｄは各アンテナ間の間隔、Foは受信機雑音
である。式（Ａ−１）を行列表記すれば次式とな
る。
Ｖ＝Ａ・Ｂ＋Ｅ （Ａ−２）
ここに
Aok＝exp〔ｊ2π／λ（ｎ−１）dsinαk〕 （Ａ−５）
Bk＝ｆ(αk)Akexp(jφk) （Ａ−７）
である。このとき尤度関数は
で与えられる。ここにδは受信機雑音F1，F2…，
FNの標準偏度、＊は行列の共役転置を表わす。
FNの標準偏度、＊は行列の共役転置を表わす。
更に
である。式（Ａ−９）で表される尤度関数Ｚを最
大にするV′を求めて各入射波を推定するが今必
要な情報は各入射波の到来角であつて振幅、位相
は特に必要ではない。このような条件のもとでは
各入射波の到来角を簡単に求めることができる。
大にするV′を求めて各入射波を推定するが今必
要な情報は各入射波の到来角であつて振幅、位相
は特に必要ではない。このような条件のもとでは
各入射波の到来角を簡単に求めることができる。
即ち、
を最大にすることのできる各入射波の到来角を求
めることに帰着する。Ｖは与えられているので、
結局式（Ａ−４）、（Ａ−５）で表されるＡのαkの
値を種々変化させてｑが最大になるときのα1，α2
…αkが各入射波を求める角度となる。
めることに帰着する。Ｖは与えられているので、
結局式（Ａ−４）、（Ａ−５）で表されるＡのαkの
値を種々変化させてｑが最大になるときのα1，α2
…αkが各入射波を求める角度となる。
これらの角度のうち最大のものが目標の求める
推定角度θ1となる。第３図で示したように、海面
０又は地面が送信波長に比べて凹凸が大きいため
に乱反射が生じるような場合では、ｔ＝t1で周波
数f1の電波をアンテナ１２より送信すれば乱反射
の影響により見かけの信号対雑音比が低下し目標
の推定仰角θ1が目標の真の仰角θTよりもずれた値
となつて得られる。次に、ｔ＝t2で周波数f2の電
波を送信し、受信されたレーダエコーに含まれる
乱反射成分は上記f1で送信した場合において受信
されたレーダエコーの乱反射成分とはf1とf2の差
が充分大きければ無相関に近くなることが知られ
ている。f2をこのような値に設定して得られた目
標仰角の推定値θ2は真の仰角θTからのずれがθ1と
は異なつた値となつている。
推定角度θ1となる。第３図で示したように、海面
０又は地面が送信波長に比べて凹凸が大きいため
に乱反射が生じるような場合では、ｔ＝t1で周波
数f1の電波をアンテナ１２より送信すれば乱反射
の影響により見かけの信号対雑音比が低下し目標
の推定仰角θ1が目標の真の仰角θTよりもずれた値
となつて得られる。次に、ｔ＝t2で周波数f2の電
波を送信し、受信されたレーダエコーに含まれる
乱反射成分は上記f1で送信した場合において受信
されたレーダエコーの乱反射成分とはf1とf2の差
が充分大きければ無相関に近くなることが知られ
ている。f2をこのような値に設定して得られた目
標仰角の推定値θ2は真の仰角θTからのずれがθ1と
は異なつた値となつている。
以下、順次ｔ＝t3において周波数f3の電波、ｔ
＝t4でf4…tMでfMの電波を送信して目標の仰角推
定値θ1，θ2，…、θMを得た時これらの真の仰角θT
からのずれはランダムに近いものである。このと
きの時間の変化に対する目標の仰角推定値の変化
の様子を第５図に時系列的に示す。これらのＭ個
の仰角推定値から平均化回路１５により θ1＋θ2＋…＋θM／Ｍ ……(1) を求めれば式(1)で与えられる値の分散は、θ1，θ2
…θMを標本値とする確率変数θの分散の１／Ｍに
近いものとなり、且つ、式(1)で与えられる値の平
均値は真の目標仰角となる。従つて従来行なつて
いたような方式に比べ目標の推定仰角の精度が向
上する。上記の精度向上を確認するため計算機シ
ミユレーシヨンにより、目標の真の仰角に対する
角度誤差（＝｜目標の推定仰角−目標の真の仰角
｜）を求めたのが第８図である。ただし、第８図
は送信周波数を変化させる以外は第５図において
求めた場合と同じ条件のもとで計算機シミユレー
シヨンを行なつた結果の例であり、式(1)における
Ｍを100として求めた。第８図を第５図と比べれ
ば明らかなように乱反射が存在する場合でもこの
発明により角度誤差を小さくすることができ、目
標の仰角の推定精度を向上させることができ正確
な追尾を行なうことができる。ただし、第８図に
おける縦軸と横軸は、Ｎ個のアンテナ１２が同相
で励振されたとき形成されるであろうアンテナビ
ームの3dB幅で規格化されている。
＝t4でf4…tMでfMの電波を送信して目標の仰角推
定値θ1，θ2，…、θMを得た時これらの真の仰角θT
からのずれはランダムに近いものである。このと
きの時間の変化に対する目標の仰角推定値の変化
の様子を第５図に時系列的に示す。これらのＭ個
の仰角推定値から平均化回路１５により θ1＋θ2＋…＋θM／Ｍ ……(1) を求めれば式(1)で与えられる値の分散は、θ1，θ2
…θMを標本値とする確率変数θの分散の１／Ｍに
近いものとなり、且つ、式(1)で与えられる値の平
均値は真の目標仰角となる。従つて従来行なつて
いたような方式に比べ目標の推定仰角の精度が向
上する。上記の精度向上を確認するため計算機シ
ミユレーシヨンにより、目標の真の仰角に対する
角度誤差（＝｜目標の推定仰角−目標の真の仰角
｜）を求めたのが第８図である。ただし、第８図
は送信周波数を変化させる以外は第５図において
求めた場合と同じ条件のもとで計算機シミユレー
シヨンを行なつた結果の例であり、式(1)における
Ｍを100として求めた。第８図を第５図と比べれ
ば明らかなように乱反射が存在する場合でもこの
発明により角度誤差を小さくすることができ、目
標の仰角の推定精度を向上させることができ正確
な追尾を行なうことができる。ただし、第８図に
おける縦軸と横軸は、Ｎ個のアンテナ１２が同相
で励振されたとき形成されるであろうアンテナビ
ームの3dB幅で規格化されている。
以上のようにこの発明に係る低仰角追尾レーダ
装置では、送信パルス毎に送信周波数を変えて本
装置で受信される乱反射成分を無相関化し、且
つ、送信パルス毎に得られた目標の仰角の推定値
を平均化することによつて推定値の分散を小さく
し、目標の仰角の推定精度を向上させることによ
り正確な追尾を行なうことができる。
装置では、送信パルス毎に送信周波数を変えて本
装置で受信される乱反射成分を無相関化し、且
つ、送信パルス毎に得られた目標の仰角の推定値
を平均化することによつて推定値の分散を小さく
し、目標の仰角の推定精度を向上させることによ
り正確な追尾を行なうことができる。
第１図は従来の低仰角追尾装置の構成図、第２
図は海面または地面がほとんど平面に近い場合の
目標からの直接波とイメージによる鏡面反射波お
よびレーダ装置の関係を表わす図、第３図は海面
または地面ではなくレーダの送信波長に比較して
凹凸が大きい場合で第２図の場合に更に乱反射に
よる成分が加わつた場合を表わす図、第４図は第
２図で示した場合における従来のアレイ開口サン
プリング方式による角度誤差の例を示す図、第５
図は第３図で示した場合における従来のアレイ開
口サンプリング方式による角度誤差の例を示す
図、第６図はこの発明による一実施例の構成図、
第７図は第３図において示すような乱反射が存在
する場合、送信パルス毎に送信周波数を変化させ
てそれに対応させて目標の推定仰角値を時系列的
に示した図、第８図は第３図の場合におけるこの
発明による角度誤差の例を示す図であり、１２は
アンテナ、１３は計算機、１４，１６は周波数可
変の発振器、１５は平均化回路である。なお図中
同一あるいは相当部分には同一符号を付して示し
てある。
図は海面または地面がほとんど平面に近い場合の
目標からの直接波とイメージによる鏡面反射波お
よびレーダ装置の関係を表わす図、第３図は海面
または地面ではなくレーダの送信波長に比較して
凹凸が大きい場合で第２図の場合に更に乱反射に
よる成分が加わつた場合を表わす図、第４図は第
２図で示した場合における従来のアレイ開口サン
プリング方式による角度誤差の例を示す図、第５
図は第３図で示した場合における従来のアレイ開
口サンプリング方式による角度誤差の例を示す
図、第６図はこの発明による一実施例の構成図、
第７図は第３図において示すような乱反射が存在
する場合、送信パルス毎に送信周波数を変化させ
てそれに対応させて目標の推定仰角値を時系列的
に示した図、第８図は第３図の場合におけるこの
発明による角度誤差の例を示す図であり、１２は
アンテナ、１３は計算機、１４，１６は周波数可
変の発振器、１５は平均化回路である。なお図中
同一あるいは相当部分には同一符号を付して示し
てある。
Claims (1)
- １ 低仰角に位置する目標を追尾する追尾レーダ
装置において、送信周波数が送信パルス毎に又は
有限時間毎に変化し得る送信機と、仰角方向に複
数個配列され、上記送信機からの送信周波数の電
波を目標方向へ放射するとともに目標からの反射
波を受信するアンテナと、上記複数個のアンテナ
によりそれぞれ得られる複素信号を用いて目標の
仰角を推定する推定手段と、上記推定手段により
得られる送信周波数に対応する目標の仰角情報を
平均化する手段とを具備したことを特徴とする追
尾レーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2720781A JPS5764183A (en) | 1981-02-26 | 1981-02-26 | Tracking padar device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2720781A JPS5764183A (en) | 1981-02-26 | 1981-02-26 | Tracking padar device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5764183A JPS5764183A (en) | 1982-04-19 |
| JPH0136077B2 true JPH0136077B2 (ja) | 1989-07-28 |
Family
ID=12214648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2720781A Granted JPS5764183A (en) | 1981-02-26 | 1981-02-26 | Tracking padar device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5764183A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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1981
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