JPH0136748B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、特にTMF（Tamed Frequency
Modulation）形の角度変調された搬送波信号用
の受信機であつて、該受信機が角度変調された搬
送波信号を送信チヤネルから取出す入力回路と、
基準搬送波回路と、前記の入力回路に結合され、
送信された角度変調された搬送波信号を基準搬送
波によつて復調して第１および第２の復調信号を
発生する復調回路と、前記の第１および第２復調
信号から再生２進データ信号を得る判定回路とを
具える受信機に関するものである。

無線通信システムにおいては、（ほぼ）一定の
振幅（エンベロープが一定）の変調された搬送波
信号を形成する変調方法を用いるのが好ましく、
このことは角度変調を用いることを意味する。こ
の目的の為に例えばTFMを用いているF.
deJagerおよびC.B.Dekker著IEEE
Transactions、Comm.、VOl.CDM−26、No.５、
May1978、pp.534−542を参照しうる。TFM信号
用の受信機は、同期（コヒーレント）復調回路を
用いる場合には、BER（ビツト誤り率）で表わし
た誤り率に対して優れた信号対雑音比を有すると
いうことが確かめられている。

特に移動無線通信においては、例えばフエージ
イングの為に受信信号が消滅することがしばしば
起る。同期検波に必要な受信機における回路はあ
るアクイジシヨン時間を有する。すなわち約50ビ
ツトが受信されるまで正しい受信が可能とならな
い。また各フエージイング後もアクイジシヨン時
間が必要であり、このことは情報の損失につなが
る。秘密無線通信システムにおいてはしばしば
“周波数ホツピイング（Frequency hopping）”
が用いられている。すなわち不所望な傍受を妨げ
る為に通信中搬送波周波数を変更している。この
場合にも異なる搬送波周波数の調整後に新たなア
クイジシヨン時間の為に情報の損失が生じる。

本発明の目的は、上述した欠点のない前述した
種類の受信機を提供せんとするにある。

本発明は、角度変調された搬送波信号用の受信
機であつて、該受信機が角度変調された搬送波信
号を送信チヤネルから取出すと入力回路と、基準
搬送波回路と、前記の入力回路に結合され、送信
された角度変調された搬送波信号を基準搬送波に
よつて復調して第１および第２の復調信号を発生
する復調回路と、前記の第１および第２復調信号
から再生２進データ信号を得る判定回路とを具え
る受信機において、受信機の基準搬送波回路が、
送信機の変調段の搬送波発振器の周波数にほぼ等
しい周波数の搬送波発振器を具え、受振器の判定
回路が、２記号期間2Tの長さの期間の終了時と
開始時との間の位相差を決定し、前記の判定回路
を、前記の位相差が判定しきい値を超える場合に
第１論理値を発生し前記の位相差が前記の判定回
路の判定しきい値に達しない場合に第２論理値を
発生するように構成し、２記号期間の長さを有す
る現在の期間の次に続き２記号期間の長さを有す
る次の期間に対する判定しきい値を現在の期間で
第１論理値が発生される場合にπ/2に等しくし、
現在の期間で第２論理値が発生され、第１論理値
が発生された最後の期間で位相差が正（または
負）でありこの最後の期間と現在の期間との間の
記号期間の個数が隅数（または奇数）である場合
に前記の次の期間の判定しきい値をπ/4に等しく
し、その他の場合に前記の次の期間の判定しきい
値を−π/4に等しくするようにしたことを特徴と
する。

以下図面につき説明する。

第１図は２進データ信号を無線送信チヤネルを
経て受信機に送信する送信機の回路を示すブロツ
ク線図である。これ自体既知のこの送信機はデー
タ信号源１を具え、このデータ信号源はクロツク
信号源２によつて同期化される。信号源１から記
号速度1/Tで生じる２進データ信号は前置変調
（premodulation）回路３に供給される。この前
置変調回路の出力端子は、ほぼ一定の振幅および
連続位相を有する角度変調された搬送波信号を発
生する搬送波発振器４に接続されている。この変
調された搬送波信号は出力回路５を経て送信チヤ
ネルに供給されるも、この出力回路５においては
必要に応じ電力増幅や所要の無線周波帯域への変
換が行なわれる。受信機において基準搬送波の再
生を簡単化する為に、クロツク信号源２によつて
制御される差動符号化回路６により２進データ信
号が送信機において差分的に符号化されているも
のとする。

前置変調回路３は前述したようにほぼ一定振幅
の角度変調された搬送波信号を発生させる為に設
けたものである。この目的の為には、以下の
TFM（Tamed Frequency Modulation）の例で
は、角度変調された搬送波信号の連続位相φ（ｔ）
が各記号期間Ｔ中でで−π/2、−π/4、０、π/4お
よびπ/2からラジアンで表わしたある量だけ変化
させられる。関連の記号期間の量はこれらの連続
的なデータ記号によつて決まる。関連の記号期間
内の瞬時ｔに対する位相φ（ｔ）の形状は３つの
順次のデータ記号をフイルタに通したものによつ
て決まる。このことを第２図につき更に説明す
る。第２図ａはデータ信号源１から取出された２
進データ信号の一例を示す。第２図ｂは、第２図
ａに示すデータ信号がいかに３つの記号期間に亘
つて相関的に符号化されうるかを示す。データ信
号の符号化から説明するに、新たなビツト値Ｓ
（Ｏ）は現在のビツト値Ｓ（ｏ）と、前のビツト値
の２倍2S_a（−Ｔ）と、この前のビツト値の前のビ
ツト値、すなわち２記号期間だけ遅延されたビツ
ト値S_a（−2T）との和から得られる。従つて、こ
の相関符号化により５レベルすなわち５値データ
信号が得られる。第２図ｃは、連続位相φ（ｔ）
が第２図ｂに示す前置符号化データ信号からいか
にして得られるかを線図的に示す。本発明を理解
する上で必要としない他の詳細に関してはF.de
JagerおよびC.B.Dekker氏著の文献IEEE
Transactions Comm.Vol.CDM26、No.５、May
1978、pp.334−542を参照しうる。この文献の第
７図には前述した前置変調回路３のインパルス応
答が示されている。

以下に説明する受信機は前述したTFM形の角
度変調された信号を受信するのに適したものであ
るばかりではなく、前置変調回路３をガウス型の
或いは上昇させた余弦型（raised−cosine type）
のインパルス応答が得られるように構成しうると
いうことに注意すべきである。このことは、特に
米国イリノイ州アーリントンで1979年３月27〜30
日に開催された第29回IEEE Vehicular
Technology Conferenceの会報の第13−９頁に
記載されていることから明らかなように、前置変
調回路を0.19の標準帯域幅BTを有するガウス型
の低域通過フイルタとした場合に成立つものであ
る。

上述した文献には、同期（コヒーレント）検波
によりもとの２進データ信号を再生する為に受信
機をいかに構成するかも記載されている。同期検
波に必要とする搬送波を再生させる受信機中の回
路はあるアクイジシヨン（acquisition）時間を
有する。すなわち約50ビツトが受信されるまでは
正しい受信が可能とならない。このアクイジシヨ
ン時間は、移動通信でしばしば生じるフエージン
グによつて信号の受信が著しく悪影響を受ける場
合にも生じる。“周波数ホツピング（frequency
hopping）”を用いた場合にも、新たなアクイジ
シヨン時間を必要とする。

第３図は、上述した欠点を無くした本発明の一
例の非同期受信用受信機を示す。この受信機にお
いては、変調された信号が入力回路７によつて送
信チヤネルから取出され、この入力回路７におい
ては必要に応じ増幅およびもとの周波数帯域への
変換が行なわれる。送信された変調されている信
号は直交復調回路８に供給される。この復調回路
８は低域通過フイルタ１１，１２が接続されてい
る２つの同期復調器９，１０を有している。これ
らの復調器９，１０にはπ/2ラジアンの位相差を
有する２つの基準搬送波を供給する。この目的の
為に受信機には発振器１３を設け、この発振器に
より復調器１０には直接、復調器９には移相回路
１４を経て基準搬送波を供給する。発振器１３は
自走発振器とし、従つてこの発振器の周波数ｆは
一般に搬送波周波数f_nと相違している。従つてｆ
＝f_n＋Δf（ここにΔfは一般に零とは相違する）が
成立つ。

再生回路１５に供給される２つの復調された信
号cos〔φ（ｔ）＋Δ〕およびsin〔φ（ｔ）＋Δ〕は低
減通過フイルタ１１および１２の出力端子に現わ
れる。この再生回路１５は２つのアナログ−デイ
ジタル（Ａ−Ｄ）変換器１６，１７を有し、これ
らＡ−Ｄ変換器により、復調された信号をサンプ
リングするとともにサンプリングされたアナログ
値をデジタル値に変換する。これらＡ−Ｄ変換器
１６，１７はクロツク信号再生器１８により、復
調された信号から再生された基準クロツク信号に
より制御される。この基準クロツク信号は記号速
度１／（Ｔ）に等しい周波数を有する。合成回路
１９においては、得られたデジタル値によつて瞬
時位相〔φ（ｔ）＋Δ〕の関連のデジタル値が決定
される。この合成回路は、正弦値および余弦値や
これらに関連する変数（argument）が表の形態
で記憶されている固定メモリ（ROM）の状態に
することができる。記憶容量を節約する為に、１
つの象限に対してのみ表φ−（sinφ、cosφ）を記
憶する。この場合のマイナス符号はカツコ内の
sinφおよびcosφにそれぞれ別個に割り当てられ
る。このようにして決定された位相〔φ（ｔ）＋
Δ〕の明確なデジタル値は最終的に判定（デシジ
ヨン）回路２１に供給され、もとの２進データ信
号が得られ、これらの２進データ信号が他の処理
の為にデータ信号出力端子２２に供給される。受
信機は更に固定メモリ１９の出力端子に接続され
た遅延回路２３を具え、この遅延回路により位相
のアナログ値を０記号期間、１記号期間Ｔおよび
２記号期間2Tだけ遅延せしめる。この位相の遅
延したものをも判定回路２１に供給する。判定回
路２１の構成および作動を以下に説明する。

もとの２進データ信号を再生する為に、２記号
期間中φ（ｔ）の位相変化を受信機において、よ
り明確に言えば判定回路２１において考慮する。
実際には、判定回路２１は２記号期間中ビツト変
化が生じるか（01または10）或いはビツト変化が
生じないか（00または11）を判定する。このこと
を更にこのような２記号期間中の可能な位相変化
（位相軌道）につき説明する。これらの位相変化
を第４図に示す。第４図ａは、T₁で終了する第
１ビツト期間中にビツト値１が送信され、２記号
期間の長さを有しT₁で終了する前の期間中ビツ
ト変化が生ぜず、この前の期間の開始時における
位相がｋ・π/2に等しい場合に対する可能な位相
変化ａ，ｂ，ｃ，ｄを示す。第４図ｂは、第１ビ
ツト期間中ビツト値１が送信されるも、２記号期
間の長さを有しT₁で終了する前の期間中にビツ
ト変化が生じ、この前の期間の開始時における位
相がｋ・π/2＋π/4に等しい場合に対する可能な
位相変化ａ，ｂ，ｃ，ｄを示す。これらの位相変
化は、例えば第２図ｃに示すように、変調された
信号の連続位相φ（ｔ）の変化分から取出すこと
ができる。

第４図ａから明らかなように、位相変化ａまた
はｂは、現在のダイビツト（dibit：ここにダイ
ビツトとは２記号期間の長さを有する期間中に符
号化されたビツト対である）中にビツト変化が生
じない（NR）場合に得られる。この場合生じる
位相変化の最小値は3π/4ラジアンに等しい。位
相変化ｃまたはｄは、ビツト変化（第４図にＲで
示す）が現在のダイビツト中に生じる場合に得ら
れる。この場合に生じる位相変化の最大値はπ/4
ラジアンに等しい。従つて、判定しきい値をπ/2
ラジアンに調整することにより、現在のダイビツ
ト中にビツト変化が生じたか生じないかを判定す
ることができる。この場合の雑音余裕度は両側に
π／４ラジアンとなる。

第４図ｂに示す位相変化の場合は第４図ａに示
す位相変化と状態がわずかに異なる。この場合も
位相変化ａおよびｂは、現在のダイビツト期間中
にビツト変化が生じない場合に得られる。しかし
この場合の位相変化の最小値はπ/2ラジアンであ
る。位相変化ｃおよびｄは、ビツト変化が生じる
場合に得られる。しかしこの場合の位相変化の最
大値は０ラジアンである。従つて第４図ｂに示す
位相変化の場合、判定しきい値は約π/4ラジアン
とする必要がある。この場合も雑音余裕度はこの
しきい値の両側にπ/4となる。

第４図ａおよびｂは更に、次のダイビツト期間
に対する位相がT₁において、現在のダイビツト
期間中ビツト変化が生じない場合にｋ・π/2で、
ビツト変化が生じる場合にｋ・π/2＋π/4で開始
するということを示している。

位相変化を得る他の２つの可能性（第１記号期
間中ビツト値が０である場合）を第４図ｃおよび
第４図ｄに示す。第４図ｃは第４図ａと鏡像関係
になつている。この場合生じる位相変化の最小値
は位相変化ａおよびｂが得られる場合（ビツト変
化が生じない場合）に−3π/4ラジアンであり、
位相変化の最大値は位相変化ｃおよびｄが得られ
る場合（ビツト変化が生じる場合）に−π/4ラジ
アンとなる。従つて判定しきい値を−π/2ラジア
ンに選択するのが有利であり、この場合の雑音余
裕度はこのしきい値の内側にπ/4ラジアンとな
る。

第４図ｄにおける位相変化は第４図ｂにおける
位相変化と鏡像関係になつている。第４図ｄにお
いては、ビツト変化が生じない場合に位相変化ａ
およびｂが得られ（位相変化の最小値は−π/2ラ
ジアン）、ビツト変化が生じる場合に位相変化ｃ
およびｄが得られる（位相変化の最大値は０ラジ
アン）。従つて判定しきい値を−π/4ラジアンに
選択し、このしきい値の両側に等しい大きさであ
るπ/4ラジアンの雑音余裕度が得られる。

第４図ｃおよびｄは更に、次のダイビツト期間
に対する位相がT₁において、現在のダイビツト
期間中ビツト変化が生じない場合にｋ・π/2で、
ビツト変化が生じる場合にｋ・π/2＋π/4で開始
するということを示している。

判定回路２１においては、２記号期間の長さを
有する期間の終了時とその開始時との間の位相差
をこの期間に対して有効な判定しきい値と比較す
る。上記の位相差がしきい値を超えるか超えない
かに依存してビツト変化が検出されたりされなか
つたりする。２記号期間の長さを有する次の期間
は現在の期間の直前の期間に対して常に１期間
（２記号期間）だけずれている。すなわち２記号
期間の長さを有する順次の期間は互いに正確に１
記号期間だけ重なつている。

従つて、現在のダイビツト期間中にビツト変化
が生じない場合には次のダイビツト期間に対する
しきい値はπ/2に設定する必要がある（同時にし
きい値は−π/2にも設定する）。その理由はこの
場合次のダイビツト期間に対する位相はｋ・π/2
で開始する為である。

現在のダイビツト期間中にビツト変化が検出さ
れる場合には次のダイビツト期間に対するしきい
値を＋π/4または−π/4に設定する（同時にしき
い値を−3π⁴/4および3π/4にも設定する）。現在の
ダイビツト期間の第２ビツトが１である場合には
しきい値は＋π/4となり、このビツトが０である
場合にはしきい値は−π/4となる。しかし現在の
ダイビツト値に関してはビツト変化が実際に生じ
たかどうかを検出することができるも、このビツ
ト変化が10であるか01であるかを確認することが
できない（第４図ａおよびｂの位相変化ｃを参照
のこと）。しかし、ビツト変化が検出された現在
のダイビツト期間の第２ビツト値は、ビツト変化
が検出されなかつた最後のダイビツト期間中の位
相変化の符号（正負符号）から得ることができ
る。その理由は同じ“極性”の２ビツトが生じて
いる為である。ビツトの符号は位相変化の符号か
ら分る。従つてビツト変化が検出されるダイビツ
ト期間中の第２ビツトの符号は、これまで経過し
たビツト（記号）期間の個数（偶数か奇数）とビ
ツトの符号とから明確に分る。

上述した可能な位相変化に基づいて判定基準を
要約すると以下の通りである。

１ 現在のダイビツト期間に対しビツト変化が検
出されない（NR）場合、従つて位相変化が第
４図の位相変化ａまたはｂのいずれか１つによ
るものである場合には、現在のダイビツト期間
の半分で開始する次のダイビツト期間に対する
判定しきい値をπ/2ラジアンに設定する。現在
のダイビツト期間中の位相変化の符号（正また
は負）は記憶される。

２ 現在のダイビツト期間に対しビツト変化が検
出される（Ｒ）場合、従つて位相変化が第４図
の位相変化ｃまたはｄのいずれか１つである場
合には、次のダイビツト期間に対する判定しき
い値は (a) ビツト変化が検出されなかつた最後のダイ
ビツト期間が正の（または負の）符号を有
し、現在のダイビツト期間と前記の最後のダ
イビツト期間との間の記号期間の個数が偶数
（または奇数）である場合に＋π/4に、 (b) 他の場合に−π/4に 設定する。

判定回路２１は減算回路２４と、比較回路２５
と、しきい値制御回路２６とを具える。減算回路
２４は遅延回路２３の出力端子に接続し、２ビツ
ト期間の長さを有する期間の開始時および終了時
における位相間の差を決定する。この位相差の決
定は、ビツト期間当りの位相変化を決定し且つ２
つの順次の位相変化の和から或いは直接ダイビツ
ト当りの位相変化からダイビツト当りの値を決定
することにより行なうことができる。減算回路２
４の出力端子は比較回路２５の入力端子に接続す
る。この比較回路２５においては、減算回路２４
によつて決定された位相差が、しきい値制御回路
２６による制御の下で設定されたしきい値と比較
される。この目的の為に比較回路２５の入力信号
と出力信号との双方をしきい値制御回路２６に供
給する。

本発明は上述した例のみに限定されず、幾多の
変更を加えうること勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は２進データ信号に対する従来の送信機
を示すブロツク線図、第２図は第１図に示す送信
機で生じる種々の信号波形を示す線図、第３図は
本発明による２進データ信号用受信機の一例を示
すブロツク線図、第４図は第１図に示す送信機で
発生され第３図に示す受信機で用いられる種々の
位相変化を示す線図である。 １……データ信号源、２……クロツク信号源、
３……前置変調機、４……搬送波発振器、５……
出力回路、６……差動符号化回路、７……入力回
路、８……直交復調回路、９，１０……同期復調
器、１１，１２……低域通過フイルタ、１３……
発振器、１４……移相回路、１５……再生回路、
１６，１７……アナログ−デジタル変換器、１８
……クロツク信号再生器、１９……合成回路（固
定メモリ）、２１……判定回路、２３……遅延回
路、２４……減算回路、２５……比較回路、２６
……しきい値制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 角度変調された搬送波信号用の受信機であつ
   て、該受信機が角度変調された搬送波信号を送信
   チヤネルから取出す入力回路と、基準搬送波回路
   と、前記の入力回路に結合され、送信された角度
   変調された搬送波信号を基準搬送波によつて復調
   して第１および第２の復調信号を発生する復調回
   路と、前記の第１および第２復調信号とから再生
   ２進データ信号を得る判定回路とを具える受信機
   において、受信機の基準搬送波回路が、送信機の
   搬送波発振器の周波数にほぼ等しい周波数の搬送
   波発振器を具え、受信機の判定回路が、２記号期
   間2Tの長さの期間の終了時と開始時との間の位
   相差を決定し、前記の判定回路を、信号の位相差
   が判定しきい値を超える場合に第１論理値を発生
   し信号の位相差が前記の判定回路の判定しきい値
   に達しない場合に第２論理値を発生するように構
   成し、２記号期間の長さを有する現在の期間の次
   に続き２記号期間の長さを有する次の期間に対す
   る判定しきい値を、現在の期間で第１論理値が発
   生される場合にπ/2に等しくし、現在の期間で第
   ２論理値が発生され、第１論理値が発生された最
   後の期間で位相差が正（または負）でありこの最
   後の期間と現在の期間との間の記号期間の個数が
   偶数（または寄数）である場合に前記の次の期間
   の判定しきい値をπ/4に等しくし、その他の場合
   に前記の次の期間の判定しきい値を−π/4に等し
   くするようにしたことを特徴とする受信機。 ２ 特許請求の範囲１記載の受信機において、受
   信機がクロツク信号再生器を具え、このクロツク
   信号再生器による制御の下で前記の第１および第
   ２復調信号をサンプリングし且つ第１および第２
   デジタル値に変換するようにし、復調信号がとり
   うる可能なデジタル値がアドレスメモリ位置に記
   憶されており関連のメモリ位置において位相角が
   前記のデジタル値に対応するようにしたデジタル
   固定メモリを受信機に設け、前記の第１および第
   ２デジタル値により前記の固定メモリをアドレス
   することにより位相角を得るようにしたことを特
   徴とする受信機。 ３ 特許請求の範囲１または２に記載の受信機に
   おいて、前記の判定回路が減算回路と、比較回路
   と、しきい値制御回路とを具え、前記の減算回路
   の出力端子を、しきい値と比較を行なう前記の比
   較回路の第１入力端子に接続し、前記の減算回路
   の出力端子を更に前記のしきい値制御回路の第１
   入力端子に接続し、前記の比較回路の出力端子を
   前記のしきい値制御回路の第２入力端子に接続
   し、前記のしきい値制御回路の出力端子を前記の
   比較回路の第２入力端子に接続してしきい値を設
   定するようにし、前記の比較回路の出力端子を前
   記の判定回路の出力端子に接続し、前記のしきい
   値制御回路を前記のクロツク信号再生器により制
   御するようにしたことを特徴とする受信機。