JPH0222584B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、衛星通信方式に適するTDMA（時
分割多元接続方式）において、バースト状信号で
先頭部に前置語とそれに後続する情報語を兼ね揃
えたデイジタル変調波を受信する受信装置内部に
設置され、復調回路あるいはタイミング信号再生
回路にゲート信号を供給するゲート信号抽出回路
に関するものである。

〔従来の技術〕

衛星通信系のような通信システムに適する通信
方式の一つに、バースト通信方式がある。バース
ト通信方式は情報を伝送する場合にのみ送信動作
が行なわれる。このようなバースト通信方式は、
所要電力が節減できることと、同一の衛星、同一
の周波数帯を用いて多数個の送受信局間で通信が
行える利点がある。このような衛星（トランスポ
ンダー）を使用するバースト通信方式では、オフ
セツトPSK変調方式が用いられる。これはこの
オフセツトPSK変調波は包絡線変動が少なく、
非線形応答をもつ伝送路を通してもその非線形特
性の影響を受けることが少なく、また衛星通信系
では衛星搭載の増幅器を飽和レベルで使用した方
が送信電力の有効利用になるとともにシステム経
費の低減につながるからである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし従来のPSK変調に比べてオフセツト変
調回路が追加されるため、また飽和レベル伝送さ
れるので包絡線変動が少ないため、さらに通常の
通信システムでは信号対雑音比が良好でない等の
ためバースト状オフセツトPSK変復調装置
（Burst Mode Oset PSK Modem）を実用回
線で実現するにあたつてはなおいくつかの問題を
解決しなければならない。

バースト状のデイジタル変調通信方式では、情
報は搬送波の相対的な位相変化の形で表わされ
る。このようなデイジタル信号の復調は、デイジ
タル変調信号の位相を基準搬送波の位相と比較す
ることにより行われる。従つてデイジタル変調信
号の復調に際しては、受信側で受信信号から基準
搬送波を再生する必要がある。またこれと同時
に、復調出力から送出されたデイジタル情報を再
生するためには、タイミング信号も必要であり、
これも受信信号から再生されなければならない。
ところがこのような基準搬送波およびタイミング
信号等の基準信号は、バーストの到来と同時に瞬
時に再生されるものではなく、一般にある時間の
遅れを伴う。この基準信号の再生に要する時間を
アクジシヨン時間という。このアクジシヨン時間
には基準信号が確立していないため情報を伝達す
ることができない。そこで、バーストの先端部分
にアクジシヨンに相当した時間だけ継続する通信
情報を含まず、専ら基準信号の確立を促すための
前置語（プリアンブル・ワード、基準信号の確立
を促すための同期用の語と、送信局識別用の語を
含めて前置語ということもあるが、ここでは同期
用の語のみを前置語と称する。）を設け、その後
に情報語（インフオメーシヨン・ワード）を続け
る方法が用いられる。

このような前置語と情報語とからなるバースト
によつて行う通信では、通信の効率を上げるため
前置語をできるだけ短かくすることが要求され
る。すなわち前置語に要求される性能は短時間の
うちに基準搬送波に関する情報とタイミング信号
に関する情報を確実に伝送することである。さら
に付加的要求性能として、受信側でバーストの前
置語の部分と情報語の部分の境界を検出するため
の情報を含むことが望ましい。基準搬送波再生の
アクジシヨン時間を短くし、しかもその位相ジツ
タを小さくするという立場からは前置語は無変調
であることが好都合であるが、無変調信号からタ
イミング信号を取り出すことはできない。

通常とられる方法の１つは前置語を時間的に２
つの部分に分け、その一方では信号を無変調とし
専ら基準搬送波の確立を行い、他方では０，π，
０，π……のように深い変調をかけ、タイミング
信号の確立を促す方法である。この方法は基準搬
送波とタイミング信号の双方のアクジシヨン時間
に対して余裕を見込む必要があるため、特に前置
語を短かくしたい要求のあるときは有効な方法で
はない。また他の方法として前置語全体にわたつ
て適当な位相変調（PSK）をかけ、これからタ
イミング信号を抽出するのと併行して、PSK信
号から基準搬送波の確立を行う方法がある。

前置語に後続する情報語がオフセツトPSK変
調波である場合にはその変調波の包絡線変動がも
ともと少なく、しかもその特徴を生かして非線形
伝送路をその飽和レベルで出力される場合が大部
分であるため、包絡線検波によるタイミング信号
の抽出が困難であり、遅延検波等の位相検波法あ
るいはFM検波等の周波数弁別法による抽出方法
が採用される。

しかしこのような方法を採用しても、情報語の
部分より抽出されるタイミング信号は信号対雑音
比が悪く、情報語の部分の位相復調に使用するタ
イミング信号として不満足な場合が多い。このた
め、衛星通信システムではあらかじめパイロツト
信号を受信しフレーム同期を確立できることか
ら、受信すべきバースト状デイジタル変調信号の
受信時のタイミングにあわせてゲート信号を送出
することができる。従つて、このゲート信号をバ
ースト状信号の前置語部分の受信時にだけ作用す
るようにゲート信号を受給することにより、前置
語の部分よりタイミング信号を抽出して再生を行
い、情報語の部分の受信時には、その再生タイミ
ング信号の位相を先きのゲート信号を使用して保
持する方式によるタイミング信号再生回路が考案
されている。

この回路によつても、パイロツト信号が復調回
路を通じて受信再生されるため、ごく初期の状態
では復調回路が成立せず、またパイロツト信号が
受信再生されない場合には、タイミング信号再生
回路が成立しない難点があつた。またパイロツト
信号再生回路よりゲート信号の供給を受けなけれ
ばならないことは、衛星通信システムとして複雑
化する欠点もあつた。

この発明はこのような欠点を克服し、前置語と
情報語を含むバースト状オフセツトPSK変調波
を、短かいアクジシヨン時間のうちに搬送波信号
とタイミング信号を再生できる装置を提供するこ
とを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は、前置語の構成を搬送波に位相αと
位相β（α，βは任意の位相、但しβ−α≠０，
π）とを交互にとる位相変調波とし、外部よりゲ
ート信号の供給を受けずに、タイミング信号再生
ができるようにしたゲート信号抽出回路を提供す
る。

この発明によるゲート信号抽出回路出力を使用
すれば、復調回路の復調符号の極性変動をなく
し、絶対位相検波復調回路を構成することができ
る。これにより復調符号誤り率特性の改善に寄与
するところが大きい。

〔実施例〕

以下図面について詳細に説明する。

第１図はこの発明の一実施例のクロツク信号再
生回路のブロツク図である。１はタイミング信号
抽出回路である。１により抽出されたタイミング
信号成分はジツタ成分除去回路２により位相ジツ
タおよび振幅ジツタを除去されたのち、位相比較
回路３に供給される。位相比較回路３の一方の入
力には、基準クロツク発振源６の出力が位相可変
回路５を介して与えられ、また他方の入力には、
ジツタ成分除去回路２の出力が与えられている。
位相比較回路３は、この両信号を位相比較して位
相差成分を検出し、これをゲート回路４に供給す
る。ゲート回路４では、この発明によるゲート信
号検出回路７で検出された信号が端子９より供給
され、ゲート信号がオンの状態では上記位相差成
分を適宜増幅し、位相可変回路５に端子１３より
供給する。この結果受信されたタイミング信号
に、基準クロツク信号の位相が近づけられ、この
信号が端子１０より他の受信回路に供給される。

この回路は帰還回路を形成するため、端子９に
供給されるゲート信号がオンの状態である間は継
続され、端子１０より出力される基準クロツク発
振源の位相は、受信されたデイジタル信号のタイ
ミング信号の位相に常に近づくように制御され
る。

ここで、ゲート回路４は、端子９より供給され
るゲート信号がオフの間は、オフになる直前の位
相可変回路制御電圧を保持するように作用する。
このため受信される信号のタイミング周波数の安
定度が良く、しかも基準クロツク発振源６の周波
数安定度も良く、両者の周波数差で周波数変動を
も含めた値が小さい場合には、受信側の復調回路
で復調波形を識別再生する際に許容される再生タ
イミング信号位相誤差は、入力波のタイミング信
号位相に追従して充分小さく設計することができ
る。

第２図はこの発明によるゲート信号検出回路７
の一実施例を示すブロツク図である。端子８より
入力した受信信号は遅延回路１４を通過して、一
定時間（1/2）Ｔ、あるいはＴ（Ｔはシンボル周期
すなわちタイミング周波数の逆数である。）だけ
遅延されたのち、位相検波回路１５に供給され
る。一方端子８より入力した受信信号は一部分岐
されて位相検波回路１５の他方の端子に供給され
て、遅延検波回路を構成する。

この遅延検波回路で、遅延回路１４の遅延時間
をＴに選ぶと前置語の部分の受信時に発生する検
波出力がタイミング周波数を_sとしたとき（1/2）
_sとなつて送出されるので、（1/2）_sを中心周波
数とする帯域波器１６を通過させて抽出したタ
イミング波信号の位相ジツタ成分を除去し、それ
と同時に伝送路途中あるいは伝搬路途中で追加さ
れ受信されるまでに増加した熱雑音を除去して信
号対雑音比を向上させる。

遅延時間１４の遅延時間を（1/2）Ｔに選ぶと、
前置語の部分の受信時に発生する検波出力が_sと
なるので、_sを中心周波数とした帯域波器１６
を使用する。しかしこの場合は位相検波器の効率
が劣化する。従つて遅延回路１４の遅延時間は
ｎ・Ｔ（ｎは正の整数）に選ぶことが望ましい。
このようにした信号対雑音比を向上した信号は検
波器１７によつて包絡線検波され、ゲート信号を
発生する。この発生されたゲート信号は、適宜増
幅され振幅制限用のリミツター回路等により波形
整形されたのち端子９に出力される。

この第２図で遅延回路１４の遅延時間をＴに設
定した場合の波形のタイムチヤートを第６図に示
す。

入力信号位相がα、βと交互に変調されており
遅延回路１４でＴだけ遅延され、位相検波回路１
５に遅延前の信号ａ（第６図ａ）と遅延後の入力
信号ｂ（第６図ｂ）が入力される。この位相検波
回路１５の出力で位相αと位相βの差の成分を考
えると、α−β、β−αが交互に出る。すなわ
ち、α＝０、β＝90゜とすると、−90゜、＋90゜が交互
に出る。これは、１／（2T）を周期とする信号、
すなわち、（1/2）_sの周波数を持つたタイミング
信号ｃ（第６図ｃ）を出力できることがわかる。

さらに、タイミング信号ｃ（第６図ｃ）は、雑
音除去用の中心周波数1/2_sのバンドパスフイル
タ１６を通過すると、第６図ｄのような波形にな
る。またこのバンドパスフイルタ１６からの出力
信号は、検波器１７に入力し、第６図ｅのような
波形つまり、ゲート信号として出力される。この
波形は実際的には、第６図に示されるような理
想的なゲート信号波形つまりバンドパスフイルタ
の通過時間を無視しじよう乱を受けてない波形と
比べて、立上り及び立下がりがやや歪んだものと
なる。

なお、第６図の説明ではα＝０、β＝90゜とし
ているが、α＝90゜、β＝０としても同様の効果
が得られ、α、βが他の位相関係にある場合にも
位相検波出力sin（α−β）、sin（β−α）が変わ
るが（1/2）_sの周期のタイミング信号が出力さ
れることにはかわりない。

次に第２図で遅延回路１４の遅延時間をＴ／２
とした場合を第７図に示す。

この場合には、位相差はＴ／２毎にα−β、
０、β−α、０が繰り返し現れて、α＝０、β＝
90゜とするとき、Ｔ／２毎に、−90゜、0゜、90゜、0゜
と
なる。したがつて、位相差出力は第７図ｃのよう
に、１／Ｔ＝_sの周期をもつたタイミング信号と
なることが分かる。この場合には、第６図に示し
た場合に比較して振幅が1/2になつている。この
第７図の場合に、α、βが他の位相が他の位相関
係にある場合に、位相検波出力はcos（α−β）、
cos（β−α）が変わるが_sの周波数を持つことは
同じである。

受信したバースト状信号の先頭部に設置されて
いる前置語が搬送波に位相αと位相βとを交互に
とるように位相変調された信号である場合には、
遅延検波回路出力に（1/2）_sの周波数信号が送
出されることは先にも述べたとおりであるが、こ
の前置語に後続する情報語の部分では、遅延検波
回路出力がランダム信号となり、特定の周波数成
分を有しない。このため、（1/2）_sを中心周波数
とする帯域波器１６を通過したあとでは、前置
語部分と情報語部分とでは通過してくる信号量が
著しく異なる。このためこの出力を検波器１７に
より包絡線検波し、その検波レベルの大小により
受信信号が前置語の部分であるか、情報語の部分
であるかを区別するゲート信号を作成することが
できる。

第３図は、この発明によるゲート信号検出回路
７の他の一実施例を示すブロツク図である。端子
８より入力した受信信号は、周波数弁別回路１８
により受信バースト状信号の先頭部に設置されて
いる前置語の部分の規則的な位相変動を周波数変
動の形で検出し、周波数弁別回路１８の出力に
（1/2）_sの周波数信号が送出される。この出力は
第２図に示した実施例と同じく、（1/2）_sを中心
周波数とする帯域波器１６と検波器１７によつ
て、ゲート信号波形に整形される。

第４図はこの発明の意味をより具体的にするた
めに、バースト状オフセツトPSK変調波を例に
とり、前置語と情報語の位相関係の一例を示す図
である。第４図ａは受信バースト状信号の包絡線
波形を示したものであり、このバーストは前置語
の部分１９および情報語の部分２０から形成され
ている。図中Ｔはシンボル周期を示す。これはタ
イミング周波数の逆数に等しい。この受信信号
は、その位相がシンボル周期Ｔで（1/2）Ｔのオ
フセツトがかかつた４相位相オフセツト変調が施
されている。

その位相の変化の様子の一例を第４図ｂの波形
２１，２２に示す。前置語の部分２１では、位相
はαとβとを交互にとり、情報語の部分２２では
位相は０，π／２，π，3π／２の内のいずれか
の値をとる。ただしＴ／２のオフセツトがあるた
め位相変化はＴ／２毎に０，±π／２に限られて
いる。

これに対応して第１図の端子９に現われるゲー
ト信号、すなわちこの発明によるゲート信号抽出
回路７の出力を、第４図ｃの２３，２３′にて示
す。同じく第１図の端子１０に現われるタイミン
グ信号再生回路出力波形を第４図ｄに示す。第４
図ｃはゲート信号の波形を表わすが、このうち２
３に示す時間間隔だけ、第１図に示すゲート回路
４がオンの状態になり、２３′に示す時間間隔だ
けオフになり、オフになる直前のゲート回路４の
出力端子１３に現れる電圧を保持する動作をす
る。また第４図ｄはタイミング信号再生波形を示
すがこのうち２４は第１図４のゲート回路により
保持されたタイミング信号再生波形であり、２
４′は受信タイミング信号位相に位相引込する過
程のタイミング信号再生波形を示す。すなわち第
４図ｃのゲート信号と対応させてみると、ゲート
信号が２３の間にタイミング信号の再生が行われ
２３′の状態では、先きの再生された信号を保持
している動作過程が理解される。

第５図は第４図の波形２１，２２での位相の関
係を示すベクトル図である。前置語の部分の位相
変化はベクトル２９，３０の変動として表わさ
れ、情報語の部分における位相変化はベクトル２
５，２６，２７，２８のベクトル変化で表わされ
る。このベクトル図より明らかなように、ベクト
ル２９はベクトル３１，３２に分割して考えるこ
とができる。またベクトル３０はベクトル３１，
３３に分割して考えることができる。従つて前置
語の部分における位相は時間的に連続で、しかも
ベクトル２５と同位相の成分を表わすベクトル３
１と時間的に交互に生じるベクトル３２，３３の
和で考えることができる。

このような連続成分を含んだ信号からは位相変
調成分除去回路を用いることなく、位相同期回路
あるいは狭帯域通過フイルターにより、直接にこ
の連続成分すなわち基準搬送波を取出すことがで
きるので、短かいアクジシヨン時間のうちに基準
搬送波の再生ができる。また時間的に交互に生じ
るベクトル３２，３３からは、先きにも述べたと
おり遅延検波回路、周波数弁別回路を用いること
により、タイミング周波数（_s／２）成分を取出
すことができるので、タイミング信号を短いアク
ジシヨン時間のうちに再生することができる。ま
た情報語の部分の受信時には、ベクトル変化の間
隔が（1/2）Ｔになることは第４図ａより明らか
である。またベクトル変化は必ずしも交互に発生
しないことから、先きのタイミング周波数（_s／
２）成分が少なくなることは容易に理解すること
ができる。遅延検波回路あるいは周波数弁別回路
の出力中心周波数_s／２の帯域波器を通したあ
と検波することによりゲート信号を抽出できるこ
とがわかる。

また、このゲート信号出力を復調回路内部の搬
送波再生回路に供給し、前置語の部分の受信時に
搬送波再生回路のｎ個（ｎは正の整数）の再生搬
送波位相のうち特定のものを指定することが可能
となる。これにより引込位相変動を救済するため
の符号変換回路を使用する必要がなくなる。これ
により符号変換回路挿入による信号電力の損失の
改善がなされ、経済化を図ることができる。これ
は前置語の部分の受信時は情報の伝達がなく、特
定のゲート信号により搬送波再生回路を前置語の
部分の受信時だけ固定状態にしても、何ら情報伝
達の損失にならないことからも理解される。

なお、上記搬送波再生回路がｎ相PSK変調デ
イジタル波用の搬送波再生回路である場合には、
ｎ個の搬送波再生位相に引込得ることは公知であ
る。

この発明によるゲート信号抽出回路は、バース
ト状オフセツトPSK変調信号からゲート信号を
抽出する場合に使用すると特に有効であるので、
この場合を例にあげて説明したが、本発明の回路
は情報語はいかなる変調形式であつてもデイジタ
ル変調波であればすべて実施し得る。

〔発明の効果〕

以上説明したようにこの発明によれば、バース
ト状デイジタル通信の受信側において、短かいア
クジシヨン時間のうちに搬送波再生とタイミング
信号再生が可能なようにゲート信号を作成するこ
とができ、特にデイジタル信号に含まれる情報語
がオフセツト変調信号である場合には特に有効で
あり、衛星通信システム等の発展に寄与するとこ
ろが大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を使用したクロツ
ク信号再生回路の一実施例のブロツク図。第２図
はこの発明によるゲート信号抽出回路の一実施例
のブロツク図。第３図はこの発明による他の実施
例を示すブロツク図。第４図はこの発明に適用さ
れるバースト状オフセツトPSK変調波を例にと
り前置語と情報語の位相関係を示す図。ａは受信
包絡線波形、ｂは受信波形の位相変化、ｃはゲー
ト信号波形、ｄはタイミング信号再生波形を示
す。第５図は第４図で表わした前置語と情報語の
位相関係を示すベクトル図。 第６図は、第２図に示す実施例の遅延回路の遅延
時間をＴとした場合の動作を説明する波形のタイ
ムチヤート。第７図は、第２図に示す実施例の遅
延回路の遅延時間をＴ／２とした場合の動作を説
明する波形のタイムチヤート。 １…タイミング信号抽出回路、２…ジツタ成分
除去回路、３…位相比較回路、４…ゲート回路、
５…位相可変回路、６…基準クロツク発振源、７
…ゲート信号抽出回路、８…受信信号入力端子、
９…ゲート信号入力端子、１０…再生タイミング
信号出力端子、１４…遅延回路、１５…位相検波
回路、１６…帯域波器、１７…検波器、１８…
周波数弁別器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ デイジタル通信信号がバースト状に送出され
   る時分割多元接続方式の受信装置に設けられ、 上記バースト状信号の先頭部に前置語として配
   置され位相αと位相β（α，βは任意の位相、た
   だしβ−α≠０，π）を交互にとるように位相変
   調された信号から、復調回路またはタイミング信
   号再生回路に供給するゲート信号を受信信号から
   抽出する回路において、 入力信号が与えられる遅延回路１４と、 この遅延回路の出力信号および入力信号を二つ
   の入力とする位相検波回路１５と、 この位相検波回路の出力信号が通過する帯域
   波器１６と、 この帯域通過波器の出力を入力とする包絡線
   検波器１７と を備えたことを特徴とする時分割多元接続方式の
   ゲート信号抽出回路。 ２ 入力信号のタイミング周波数を_sとするとき
   遅延回路の遅延時間は１／_sであり、帯域通過
   波器は（1/2）_sを通過域とする特許請求の範囲
   第１項に記載の時分割多元接続方式のゲート信号
   抽出回路。 ３ 入力信号のタイミング周波数を_sとするとき
   遅延回路の遅延時間は（1/2）・（１／_s）であり、
   帯域通過波器は_sを通過域とする特許請求の範
   囲第１項に記載の時分割多元接続方式のゲート信
   号抽出回路。 ４ デイジタル通信信号がバースト状に送出され
   る時分割多元接続方式の受信装置に設けられ、 上記バースト状信号の先頭部に前置語として配
   置され位相αと位相β（α，βは任意の位相、た
   だしβ−α≠０，π）を交互にとるように位相変
   調された信号から、復調回路またはタイミング信
   号再生回路に供給するゲート信号を受信信号から
   抽出する回路において、 入力信号が与えられる周波数弁別回路１８と、 この周波数弁別回路の出力信号が通過する帯域
   波器１６と、 この帯域通過波器の出力を入力とする包絡線
   検波器１７と、 を備えたことを特徴とする時分割多元接続方式の
   ゲート信号抽出回路。