JPH0139257B2 - - Google Patents

Info

Publication number
JPH0139257B2
JPH0139257B2 JP55062929A JP6292980A JPH0139257B2 JP H0139257 B2 JPH0139257 B2 JP H0139257B2 JP 55062929 A JP55062929 A JP 55062929A JP 6292980 A JP6292980 A JP 6292980A JP H0139257 B2 JPH0139257 B2 JP H0139257B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
echo
equation
residual
processing device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
JP55062929A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS55153435A (en
Inventor
Andore Maria Suneedaazu Uirufuretsudo
Apurupponsasu Maria Fueruhohetsukusu Nikoraasu
Josefusu Fuan Geruben Petorasu
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of JPS55153435A publication Critical patent/JPS55153435A/ja
Publication of JPH0139257B2 publication Critical patent/JPH0139257B2/ja
Granted legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
    • H04L5/1423—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex for simultaneous baseband signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はエコー消去装置、特に２線式回線でデ
ータ信号の同時両方向伝送を行うためのデータ・
モデムに使用するためのエコー消去装置に関す
る。
現代の伝送装置は一般に２線式および４線式の
両回線の組み合わせから成つている。４線式回線
は２つの片方向伝送路すなわち１つの片方向送信
路と１つの片方向受信路とから成つており、２線
式回線は同一周波数帯域で互いに反対方向に同時
に信号を伝送できるようになされた両方向伝送路
によつて形成されている。
さらに、ハイブリツド段を４―ポート回路で形
成することは知られている。いわゆる送信ポート
と称せられる第１ポートを片方向送信路に接続
し、いわゆる受信ポートと称せられる第２ポート
を片方向受信路に接続し、いわゆるケーブル・ポ
ートと称せられる第３ポートを両方向伝送路に接
続し、さらに平衡結線網をいわゆる平衡ポートと
称せられる第４ポートに接続している。この平衡
結線網はハイブリツド段をケーブルのインピーダ
ンスに整合させるためのものである。この平衡回
線網の調整が完全であると送信路の信号がケーブ
ル・ポートに現れて、受信路には現れることはな
く、反対に両方向伝送路のケーブル・ポートに信
号が供給されると、この信号が受信路に現れて送
信路に現れることはない。
各両方向伝送路は１つまたはそれ以上の不連続
点を含んでいて、この不連続点で信号の反射が生
じるので、送信路中に生じている信号の反射信号
が受信路中にも入つているおそれがある。
ケーブル長やケーブル・タイプも種々あるため
に、一般にはケーブル・インピーダンスは正確に
はわからず、そのために平衡結線網の完全な調整
を行うことができず、その結果送信路中に生じて
いる信号の一部分がハイブリツド段を経て受信路
中へ入り込んでしまう。
このようにして受信路に生じる送信路中に存在
している信号の一部分を慣習上エコー信号（また
は反響信号）と称している。
かかるエコー信号は受信路の信号の品質に特に
悪い影響を与える。こ品質の改善を図るために、
このエコー信号を消去するかまたは少なくともそ
れらの影響をできるだけ低減させるように回路が
設計されている。これら回路はエコー消去（また
は反響消去）装置として知られている。
後述する参考文献(1)、(2)および(3)の記載から明
らかとなるようにエコー消去装置は一般に ―片方向送信路に結合された可調整の信号処理装
置と、 ―片方向受信路に接続されこの受信路中に発生し
ている信号と前記信号処理装置によて生ぜしめ
られた信号との間の差を表わしている残留信号
を発生するための差発生器と、 ―前記残留信号に応答して制御信号を発生するた
めの制御信号発生器と ―この制御信号に応答して前記信号処理装置を調
整するための調整装置と、 を具えるものである。
送信路に生ずる信号に応答して、この信号処理
装置は合成エコー信号を発生し、この合成エコー
信号の形状は予期されるべきエコー信号とできる
だけ近似して対応している。合成エコー信号と実
のエコー信号との間の一致の程度は信号処理装置
の設定状態によつて決まり、この信号処理装置の
設定状態は調整装置によつて調整される。制御信
号発生器の出力制御信号が供給されるこの調整装
置を、残留信号からこの残留信号中に存在する抑
制されていないエコー信号、すなわち残留エコー
の大きさの目安となる信号を導出できるように構
成すると共に残留エコーの平均２乗値が最小とな
るようにこの信号によつて前述の信号処理装置を
繰返して調整できるように構成する。
参考文献(1)、(2)および(3)にも記載されているよ
うに、制御信号発生器を一般にはアナログ対デイ
ジタル変換器で形成しており、このＡ／Ｄ変換器
に供給される残留信号をデイジタル信号へ変換さ
せている。この変換のために、先ずこの残留信号
を適切なサンプリング周波数でサプリングする。
１／Ｔの割合で生起している一連のデータ・シン
ボルによつて形成されたデータ信号を送受信する
ように構成されたデータ・モデムにこのエコー消
去装置を使用する場合には、このサンプリング周
波数を１／Ｔに等しくすることができる（文献(1)
参照）。
この信号処理装置を好ましくは非巡回形デイジ
タル・フイルタとし、そのフイルタ係数を調整装
置で決める（文献(1)および(3)を参照）。
調整装置はデイジタル相関器を具え、この相関
器は乗算装置と累算器とを含んでいる。この乗算
装置には信号処理装置の入力信号と、制御信号と
を供給する。この場合、この累算器の内容は所望
のフイルタ係数を構成し、これを１／Ｔの周期で
非破壊的に読出す。
これら従来のエコー消去装置は申し分なく作動
したけれども、補間因子Ｍ（Ｍは一般には正の整
数を表わす）を有する補間形デイジタル・フイル
タ（文献(4)および(5)参照）を以つて信号処理装置
を構成することによつて、残留信号の品質の向上
を相当程度図ることができることが明らかとなつ
た。ただし、この場合には、アナログ対デイジタ
ル変換に供給するサンプリング・パルスを周波数
Ｍ／Ｔで生起させることが必要である。
本発明の目的は簡単な方法で残留信号の品質の
改善をさらに図ることにある。
本発明によれば、このために前記制御信号発生
器に、アナログ対デイジタル変換器と縦続接続さ
せた高域フイルタを設ける。
本発明は、従来のエコー消去装置においては、
残留信号の品質が一定しておらず一時的に著しく
大きく低下してしまうことがあることを実験的に
確かめ、この事実に基づいて為されたものであ
る。さらに別の実験から、この品質の低下は全て
第１タイプ（例えば全て“１”）のデータ・シン
ボルの長い列が片方向送信路に存在するデータ信
号中に生起できるという事実と関係があることが
判明した。
かかる等しいデータ・シンボルからなる列は直
流信号と考えることができ、この場合、この直流
信号は制御信号発生器の出力端子に発生する他の
直流信号と相互作用して残留信号を減少させるこ
とを確かめた。この後者の直流信号は、例えば、
エコー消去装置およびその周辺装置でのドリフト
現象やオフセツト現象の結果によるものであり、
これら直流信号が現れると相関器における累算器
の内容従つてフイルタ係数の値を著しく変化せし
めてしまう。しかしながらこの変化はエコー信号
によて必要とされるものではない。この変化は残
留エコーの値を著しく高く増大させてしまう。
本発明の説明に供する参考文献を列挙すると次
の通りである。
(1) 特願昭52−76456号 (2) An adaptive echo canceler in ａ
nonideal environment（nonlinear or time
variant）；E.J.Thomas；The Bell Systems
Technical Journal、Vol.50、No.８、October
1971；pp.2779―2795、特に第2781頁の第１図 (3) Echo canceler with adaptive transversal
filter utilizing pseudo―logarithmic
coding；O.A.Horna；comsat Technical
Review、Vol.7、No.２、Fall 1977、pp.393―
428. (4) Pass―band data―driven echo canceler
for fullduplex transmission on two―wire
circuits―S.B.Weinstein；IEEE Transactions
on Communications、Vol.COM―25、No.７、
July1977、pp.654―666. (5) 特願昭53−2858号 (6) Ａ new digital echo canceler for two―
wire fullduplex data transmission、K.H.
Muller；IEEE Transactions on
Communications、Vol CON―24、No.９、
September 1976p pp.956―962. (7) 特願昭45−2361号 (8) 特願昭49−10322号 (9) Parallel realizations of digital
interpolation filter for increasing the
sampling rate；H.Urkowitz；IEEE
Transactions on Circuit and Systems、Vol.
CAS―22、No.２、February 1975、pp.146―
154. (10) Nine digital filters for decimation and
interpolation；D.J.Goodman、M.J.Carey；
IEEE Transactions on Acoustics、Speech
and Signal Processing、Vol.ASSP―25、No.
２、April 1977.pp.121―126 以下図面により本発明の実施例を説明する。
(1) 構 成 第１図はデータ伝送装置の一部分を示すブロ
ツク回路であり、このデータ伝送装置は片方向
送信路１、片方向受信路２並びに両方向伝送路
３とを具えている。これらの異なつた信号路を
ハイブリツド段４を用いて相互接続し、このハ
イブリツド段には平衡結線網５を接続してこの
ハイブリツド段のインピーダンスを両方向伝送
路のインピーダンスに整合される。
図示の伝送装置の送信路１は低域フイルタ６
を具えていて、この送信路の入力端子にはデー
タ・シンボルａ(k)を生起させるデータ・ソース
７が接続されている。これらシンボルの量ｋは
データ・シンボルの個数を表わし、これらデー
タ・シンボルは周波数１／Ｔで生ずる。この目
的のために、クロツク信号をクロツク信号入力
端子８を経てこのデータ・ソースに供給する。
尚このクロツク信号のパルス繰返し周波数もま
た１／Ｔである。
図示の実施例においては、片方向受信路２は
低域フイルタ９とパルス再生器１０とを具えて
いる。この低域フイルタ９の出力端子には信号
ｓ(t)が生じ、この信号は遠隔データ・ソース
から両方向伝送路３を経てハイブリツド段４へ
送信されてきたデータ・シンボルｂ(k)から成る
データ信号を濾波しかつアナログ変換したもの
を表している。尚、このハイブリツド段は片方
向受信路２へこれらデータ・シンボルを供給す
る。これらデータ・シンボルもまた周波数１／
Ｔで発生しているとする。これがため、パルス
再生器１０をパルス繰返し周波数が１／Ｔに等
しいクロツク信号によつて制御し、このパルス
再生器１０の出力端子にデータ・シンボルｂ(k)
をこの周波数１／Ｔで発生させて得る。
パルス再生器１０に供給するクロツク信号を
クロツク抽出回路１１から発生させ、このクロ
ツク抽出回路を単方向受信路２に結合させこの
回路でこの受信器２に生じている信号から従来
方法でこのクロツク信号を導出するようにな
す。このクロツク信号をデータ・ソース７のク
ロツク信号入力端子８に供給する場合には、こ
の図示の伝送装置（又は系）を“ホモクロナス
（homochronous）”装置（又は系）と称する。
しかしながらデータ・ソース７のクロツク信号
入力端子８に供給するクロツク信号を別個のク
ロツク信号発生器から発生させる場合にはこの
伝送装置（又は系）を“プレシオクロナス
（plesiochronous）”装置（又は系）と称する。
両方向伝送路３のインピーダンスの値は実際
には正確にはわからないので、平衡結線網はハ
イブリツド段４の完全な回線端末を構成してお
らず、それ故に送信路１から受信路２へのこの
ハイブリツド段を介しての直接信号漏洩が生ず
ると共に信号の反射が生じ、その上さらに両方
向路３におけるインピーダンスの不連続性に基
づき信号の反射が生じてしまう。このため低減
フヘルタ６の出力信号の反響すなわちエコーが
受信路２に生じてしまう。低域フイルタ９の出
力端子に生じているこれらのエコー信号をｅ
（ｔ）で示す。
これらエコー信号の妨害効果をできるだけ除
去するために、第１図に示す伝送装置はエコー
消去装置１２を具えており、この装置には片方
向送信路１に接続させた可調整信号処理装置１
３を設けてある。この信号処理装置１３をフイ
ルタ係数の調整が可能であるデイジタル・フイ
ルタ好ましくは非巡回形デイジタル・フイルタ
として従来方法で構成することができる（例え
ば参考文献(4)および(6)を参照）。この信号処理
装置１３は合成エコー信号e^(i)をデイジタル形
式で発生し、この信号をデイジタル対アナログ
変換器（以下Ｄ／Ａ変換器と称する）１４によ
つて時間連続で振幅離散の信号e^（ｔ）へ変換
し、この信号をさらにアナログ低域フイルタ１
５によつてＤ／Ａ変換して時間連続で振幅連続
の信号e〓（ｔ）すなわち通称のアナログ信号へ変
換する。このアナログ合成エコー信号e〓（ｔ）を
結合回路１６へ供給してこの信号を受信路２の
信号から減算する。その結果の残りのすなわち
残留信号ｒ(t)＝ｓ(t)＋ｅ(t)−e〓（ｔ）には残留
エコーｅ(t)−e〓（ｔ）が含まれており、この残
留信号の振幅は著しく小さく、これが結合回路
の出力端子に現れる。この残留信号をパルス再
生器１０へ供給する。
信号処理装置１３の調整を行うため、調整装
置１７を信号処理装置１３に接続し、この調整
装置１７に対し制御信号発生器１８で形成した
制御信号r^(i)をデイジタル形式で供給する。こ
の信号処理装置１３および調整装置１７の取り
得る構成については後の説明でさらに詳述す
る。
制御信号発生器１８は高域フイルタ１９を具
えており、このフイルタに残留信号ｒ(t)を供
給しその出力端子にアナログ出力信号r〓（ｔ）を
生じさせる。この信号r〓（ｔ）をサンプリング装
置２０へ供給しこれよりサンプル信号r〓(i)を生
じる。ここでｉはサンプル信号の番号を表わ
す。かくして得られたサンプル信号をアナログ
対デイジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換器と称す
る）２１へ供給して各サンプル信号r〓(i)をベー
ス―２符号（base―2code）における数r^(i)に
変換する。これら数r^(i)はデイジタル制御信号
を構成しており、これを調整装置１７へ供給す
る。
このサンプリング装置２０の制御を、デー
タ・ソース７へ供給するクロツク信号を周波数
逓倍器２２によつて周波数逓倍して導出したサ
ンプリング・パルスによつて行う。この逓倍器
２２の乗算因子すなわち乗数はＭであり、よつ
てこのサンプリング・パルスの周波数はＭ／Ｔ
である。以下の説明において、Ｍは１に等しい
か１より大きい整数であるとする。
(2) 処号処理および調整装置 (2‐1) 従来のエコー消去装置の一般的動作の説明 エコー消去装置１２に使用するための信号処理
装置の一実施例を第２図に示す。この信号処理装
置はシフトレジスタ２３を具えていてこれにデー
タ・シンボルすなわちここではa″(i)で示したデー
タ・シンボルを供給する。このシフトレジスタ２
３はＮ個のシフトレジスタ素子２３(０)，２３
（１）…２３(N―１)を含んでいて、各素子の遅
延時間はτである。以下の説明において、数ｑを
有するシフトレジスタ素子２３(q)と表わす。尚、
ｑはセツト０、１、２、…Ｎ―１のうちのある数
に等しい。このシフトレジスタ素子２３(q)はデ
ータ・シンボルaq(i)を生じてこれをＮ個の乗算装
置２４(０)，２４（１）…２４(N―１)からなる
系の１つの乗算装置２４(q)へ供給する。Ｎ個の
係数すなわち乗数c0(i)、c1(i)…cN―1(i)のセツト
のうちの１つの乗数をこの乗算装置２４(q)に供
給する。この乗数を調整装置１７から発生させ
る。Ｎ個の乗算装置２４(q)によつて同時に生ぜ
しめられたＮ個の積を加算装置２５において加算
してその出力端子にこれらＮ個の積の総和を合成
エコー信号サンプルe^(i)の形態で得ることができ
る。
前述したように、乗数cq(i)を調整装置１７で発
生させるが、この装置はそのためのＮ個の相関回
路２６(０)，２６（１）…２６(N―１)を備えて
おり、数ｑを有する相関回路を２６(q)で表わす。
この相関回路２６(q)にはＡ／Ｄ変換器２１のデ
イジタル出力信号r^(i)はもとよりシフトレジスタ
素子２３(q)の出力信号aq(i)をも供給する。
第３図は相関回路２６(q)の一実施例を詳細に
示すブロツク線図である。この相関回路は乗算器
２７を具えていて、これにはＡ／Ｄ変換器２１の
デイジタル出力信号r^(i)とシフトレジスタ素子２
３からの出力信号であるデータ・シンボルaq(i)と
を供給する。かくして得られた積に対し第２乗算
器２８で絶対値が１よりも小さい因子αを掛け合
わせて別の積を発生させる。この別の積をΔcq(i)
で表してあり、またこの別の積は残留エコーｅ
（ｔ）―e〓（ｔ）を減少させるために必要なcq(i)の変
化
量を表している。これら数Δcq(i)を累算器２９へ
供給する。この累算器を加算器３０と遅延時間τ
を有する遅延装置３１とから成る既知の方法で構
成する。この累算器２９はこれに供給された数
Δcq(i)に応答してcq(i)＋Δcq(i)に等しい係数cq（ｉ
＋１）を生じる。
信号処理装置１３に対するＮ個の係数cq(i)は、
基準瞬時ｉ＝０においては０となるので、cq(o)
＝０（ｑ＝０、１、２、…Ｎ―１）と仮定するこ
とができる。この場合には、a″（ｎ―ｑ）＝aq(n)
のとき cq（ｉ＋１）＝i 〓n=0 αr^（ｎ）a″（ｎ―ｑ） (1) が成立する。
さらに、その場合 e^(i)＝N-1 〓q=0 cq(i)a″（ｉ―ｑ） …(2) が成立する。
残留信号ｒ(t)をサンプリング装置２０へ直接
供給すると仮定した場合には r^（ｎ）＝ｓ(n)＋ｅ(n)−e〓（ｎ） …(3) が成立するので、これを(1)式に代入すると cq（ｉ＋１）＝i 〓n=0 αs(n)a″（ｎ−ｑ） ＋i 〓n=0 α｛ｅ(n)−e〓（ｎ）｝a″（ｎ−ｑ） …(4) となる。
伝送すべきデータ・シンボルａ(n)と、受信す
べきデータ・シンボルｂ(n)を低域フイルタ９で
濾波し、Ｄ／Ａ変換した信号ｓ(t)のサンプルｓ
（ｎ）とは相関関係がないので、これらの相互相関
は零である。
すなわち、時間的平均、 〈ｓ(n)ａ（ｎ＋ｑ）＝ lim i＝∞１／（2i＋１）i 〓n=-1 ｓ(n)ａ（ｎ＋ｑ） …(5) はすべての整数ｑに対して零となる。
上述したようにｉ＝０の基準時刻においてはcq
（０）＝０と仮定したため、第３図から明らかなよ
うに係数 cq（ｉ＋１）＝cq(i)＋α・aq(i)・r^(i)の値は、 cq（ｉ＋１）＝i 〓n=0 α・aq(n)・r^（ｎ） ＝αi 〓n=0 r^（ｎ）・a″（ｎ−ｑ） …(6) で与えられる。ここで第２図から明らかなように
a″（ｎ−ｑ）＝aq(n)である。さらに、合成エコーe^
(i)は第２図から明らかなように、 e^(i)＝N-1 〓q=0 cq(i)・aq(i)＝N-1 〓q=0 cq(i)・a″（ｉ−ｑ） …(7) で与えられる。
今、第１図において高域フイルタ１９が接続さ
れていない従来のエコー消去装置を考えると、デ
ジタル制御信号r^（ｎ）は残留信号(t)＝ｓ(t)＋ｅ(t)
−e〓（ｔ）をサンプリングし、Ａ／Ｄ変換して与え
られ、次式によつて与えられる。
r^（ｎ）＝ｓ(n)＋ｅ(n)−e〓（ｎ） …(8) この(8)式を(6)式に代入すると、 cq（ｉ＋１）＝α・i 〓n=0 r^（ｎ）・a″（ｎ−ｑ） ＝αi 〓n=0 ｓ(n)・a″（ｎ−ｑ） ＋α・i 〓n=0 ｛ｅ(n)−e〓（ｎ）｝・a″（ｎ−ｑ） …(9) となる。この(9)式の第１項は(5)式に関連して述べ
たようにｉ→∞に対しては零に近付く。したがつ
て、十分大きなｉの値に対しては、 lim i＝∞ i 〓n=0 αs(n)a″（ｎ−ｑ）＝０ …(10) すなわち基準瞬時ｉ＝０から十分長い時間が経
過した後は(9)式は第２項だけが残ることになる。
従つてｉの大きな値に対しては(4)式は近似的に、 cq（ｉ＋１）＝i 〓n=0 α｛ｅ(n)−e〓（ｎ）｝・a″（ｎ−ｑ） (11) となる。(11)式から係数cq（ｉ＋１）は主として残
留エコーｅ(n)−e〓（ｎ）によつて定まることが判
る。
(2‐2) 従来のエコー消去装置におけるドリフトや
オフセツトの影響 エコー消去装置では残留エコーｅ(n)−e〓（ｎ）
を零に低減するように構成されているので、ドリ
ストおよびオフセツト現象がこの残留信号の品質
に悪影響を及ぼすことはない。以下これにつき説
明する。
ドリフトおよびオフセツト現象は直流電流信号
ｐ(t)として現れると考えることができ、この信
号が第１図に図式的に示すように残留信号に加わ
る。従つて、その場合にはこの残留信号を ｒ(t)＝ｓ(t)＋ｐ(t)＋ｅ(t)−e〓（ｔ） …(12) と表わすことができる。したがつて高域フイルタ
１９のない従来のエコー消去装置では、デジタル
制御信号r^（ｎ）は次式で与えられる。
r^（ｎ）＝ｓ(n)＋ｐ(n)＋ｅ(n)−e〓（ｎ） これを(6)式に代入すると、 cq（ｉ＋１）＝α・i 〓n=0 r^（ｎ）・a″（ｎ−ｑ） ＝α・i 〓n=0 ｓ(n)・a″（ｎ−ｑ） ＋α・i 〓n=0 ｐ(n)・a″（ｎ−ｑ） ＋α・i 〓n=0 ｛ｅ(n)−e〓（ｎ）｝・a″（ｎ−ｑ） が得られる。上述したところと同様にｉの十分大
きな値に対しては上式の第１項は零に近付くの
で、 cq（ｉ＋１）＝αi 〓n=0 ｐ(n)・a″（ｎ−ｑ） ＋αi 〓n=0 ｛ｅ(n)−e〓（ｎ）｝a″（ｎ−ｑ） (13) が成立する。データ信号ａ(n)は一般には直流を
含んでいないので、データ信号の平均値、 〈a″(n)〉＝lim i→∞１／（2i＋１）i 〓n=-i a″(n) (14) は零となる。したがつて、ｉの十分大きな値に対
してｐ(t)を直流とみなすことができる場合には、i 〓n=0 ｐ(n)・a″（ｎ−ｑ）pci 〓n=-0 a″（ｎ−ｑ）＝０ (15) が成立する。ここにpcは、ｉを十分大きな値とし
たときに一定と考えられる信号ｐ(n)の値（一定
値）である。すなわち、ドリフトおよびオフセツ
トがある場合でも、係数cq（ｉ＋１）は、上述し
た(11)式で示すドリフトやオフセツトのない理想的
な場合と同じ式で与えられることになる。したが
つて、合成エコー信号e〓（ｔ）がエコー信号ｅ(t)
とほぼ等しくなつた後は、パルス再生器１０に供
給される残留信号ｒ(t)は、 ｒ(t)ｓ(t)＋ｐ(t) …(16) で与えられることになる。ここでｐ(t)はきわめ
て小さく、信号ｓ(t)に対して無視できるので、
パルス再生器に供給される残留信号ｒ(t)はほぼ
信号ｓ(t)に等しくなる。
しかし、データ信号a″(n)が直流項を含む場合
には、 a″(n)＝ａ(n)＋ａc …(17) で与えられる。ここにａ(n)は、今考えている
ｉの値の範囲において直流成分を持たない項であ
り、ａcは直流項である。この(17)式を(14)式に
代入すると、 〈a″(n)〉＝〈ａ(n)＋a″c〉＝a″c (18) となる。したがつてｉの十分大きな値に対して、
次式が成り立つ。i 〓n=0 ｐ(n)・a″（ｎ−ｑ）pc・i 〓n=0 a″（ｎ−ｑ） ＝pc・i 〓n=0 ａ（ｎ−ｑ）＋pc・i 〓n=0 a″c …(19) この(19)式の第１項は実質的に零となるが、第
２項は零に等しくない。したがつて(15)式は最早
や成立せず、係数cq（ｉ＋１）は(11)式によて与え
られず、(13)式によつて与えられることになる。
このような場合には直流信号ｐ(n)は係数cq（ｉ＋
１）に影響を与え、(13)式は次ぎのように書け
る。
cq（ｉ＋１）＝α・i 〓n=0 〔ｐ(n) ＋ｅ(n)−e〓（ｎ）〕・a″（ｎ−ｑ） …(20) この(20)式と(11)式とをくらべると、エコー消去
装置によれば十分に長い時間が経過した後はサン
プル〔ｐ(n)＋ｅ(n)−e〓（ｎ）〕は零に減少し、した
がつて合成エコー信号e〓（ｔ）はエコー信号ｅ(t)
と直流信号ｐ(t)との和にほぼ等しくなる。
e〓（ｔ）ｅ(t)＋ｐ(t) …(21) この場合には、(12)式からパルス再生器１０に供
給される残留信号ｒ(t)は次式で与えられる。
ｒ(t)ｓ(t) …(22) このように、従来のエコー消去装置の理論によ
れば、ドリフトおよびオフセツト現象は残留信号
の品質に影響を及ぼすことはない。
ここで、次の２つの場合を考える。すなわち、 総てのｎの値に対してオフセツトやドリフト
がない場合（ｐ(n)）＝０） ｎ〈n1なる総てのｎの値に対してはドリフト
やオフセツトがないが、ｎ≧n1なる総てのｎの
値に対しては一定値pcを有するドリフトおよび
オフセツトがある場合（ｎ〈n1ではｐ(n)＝０、
ｎ≧n1ではｐ(n)＝pc） 第１および第２の場合において、n1の直前に計
算される係数cq（n1−１）は等しい。次にｎ≧n1
に対してｐ(n)＝pcとなる場合の影響を、長い期
間の開始瞬時ｎ＝n1後の（ｋ＋１）期間において
どのようになるかを第８図のタイム・ダイヤグラ
ムを参照して考えてみる。
(7)式から、ｉ＝n1＋ｋ＋１に対する合成エコー
信号e^(i)は次式で与えられる。
e^（n1＋ｋ＋１）＝N-1 〓q=0 cq（n1＋ｋ＋１） ・a″（n1＋ｋ＋１−ｑ） …(23) 一方、従来のエコー消去装置における最悪のケ
ースについて考えてみる。この最悪のケースは、
シフトレジスタ２３に記載されている全てのデー
タシンボルa″（ｎ−ｑ）、ｑ＝０、１、２、…（Ｎ
−１）が＋１に等しくなりこれが長い時間期間n1
ｎn2に亘つて持続する場合である。この最悪
のケースは第８図において時間線図a″(n)として
示される。この時間線図a″(n)は下側の境界とし
てｎ＝n1においてｑ＝Ｎ−１をとることにより
a″（n1−Ｎ＋１）＝＋１となり、上側の境界として
ｎ＝n2においてｑ＝０をとることによりa″（n2）＝
＋１となる。
また、上記第２の場合のドリフト及びオフセツ
トの影響について、n1〜n2に亘る長期間の開始時
（ｎ＝n1）からｋ＋１番目のサンプリング期間に
おける影響について検討する。このサンプリング
期間はｉ＝n1＋ｋ＋１の瞬時に生ずる。ｋの値は
以下の事項に従う。
n1＋ｋ＋１はn1の後に位置するから、ｋ０と
なる。
n1＋ｋ＋１はn2の前に位置するから、n1＋ｋ＋
１n2となる。n1は正の整数であるから、上式は
以下のようになる： n1＋ｋ＋１n2より、ｋn2−n1−１ また、ｋ０となることにより、ｋの範囲は以
下のものとなる。
０ｋn2−n1−１ 第８図のデータシンボルa″（n1＋k1＋１−ｑ）
について、下側境界についてｋ＝０でｑ＝Ｎ−１
とすれば、データシンボルはa″（n1−Ｎ＋２）と
なり、n1−Ｎ＋２＝（n1−Ｎ＋１）＋１はn1−Ｎ＋
１の後に生ずるから、a″（n1−Ｎ＋２）＝＋１とな
る。上側境界についてｋ＝n2−n1−１でｑ＝０と
すれば、データシンボルはa″（n2）＝＋１となる。
これらの事項により、０ｋn2−n1−１となる
ｋの範囲についてa″（n1＋ｋ＋１−ｑ）＝＋１とな
る。従つて、(23)式は、 e^（n1＋ｋ＋１）＝N-1 〓q=0 cq（n1＋ｋ＋１） …(24) となる。一方、e〓（ｎ）＝e^（ｎ）となるので、(11)
式
は次のように書き表わすことができる。
cq（ｉ＋１）α・i-1 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^（ｎ）｝・a″（ｎ−ｑ） ＋α・｛ｅ(i)−e^(i)｝・a″（ｉ−ｑ） ＝cq(i)＋α・｛ｅ(i)−e^(i)｝・a″（ｉ−ｑ）…(2
5) ０≦ｋ≦n2−n1−１に対してa″（n1＋ｋ＋１−
ｑ）＝＋１となるので、ｉ＝n1＋ｋ＋１に対して
は(25)式は次のように書き直せる。
cq（n1＋ｋ＋１）＝cq（n1＋ｋ）＋α・ ｛ｅ（n1＋ｋ）−e^（n1＋ｋ）｝ …(26) 総てのｎに対してｐ(n)＝０となる第１の場合
には(24)式中の係数として、(11)式したがつて(26)
式で与えられる係数を用いることができる。
(26)式を(24)式に代入すると、合成エコー信号e^
（n1＋ｋ＋１）は次式で与えられるようになる。
e^（n1＋ｋ＋１）＝i-1 〓n=0 cq（n1＋ｋ） ＋αi-1 〓n=0 ｛e^（n1＋ｋ）−ｅ（n1＋ｋ）｝ ＝e^（n1＋ｋ）＋α・Ｎ・｛ｅ（n1＋ｋ）−e^（n1＋
ｋ）｝ …(27) 一方、ｎ≦n1に対してｐ(n)＝０となる第２の
場合には、合成エコー信号e^(i)（ただしｉ＝ｎ
〈n1）は(27)式で与えられる。したがつて、 e^（n1−１）＝e^（n1−２） ＋α・Ｎ｛ｅ（n1−２）−e^（n1−２）｝ …(28) しかし、第２の場合において、ｎ≧n1に対して
ｐ(n)＝pcとなる場合には(24)式中の係数cq(i)（た
だしｉ＝ｎ≧n1）として(13)式を用いる必要があ
る。この場合には(13)式は次のように書き直すこ
とができる。
cq（ｉ＋１）＝α・i 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^（ｎ）｝・a″（ｎ−
ｑ） ＋α・i 〓n=n1-1 ｐ(n)・a″（ｎ−ｑ） また、今考えている値ｎに対してはa″（ｎ−ｑ）
＝＋１が成立することと、ｎ≧n1に対してはｐ
（ｎ）＝pc（一定）となることを考慮すると、上式は
次のように書き表わすことができる。
cq（ｉ＋１）＝α・i 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^（ｎ）｝ ＋α・i 〓n=n1-1 ｐ(n) ＝α・i 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^（ｎ）｝＋α（ｉ−n1＋１）pc …(29) この(29)式における第２項は、サプリング期間
群n1以後は(24)式中の係数が第１の場合の係数と
は相違していることを表している。このような相
違は(24)式で与えられる合成エコー信号中でも同
様に現れるものである。以下説明の便宜上、第２
の場合に現れる量に対してはダツシユ符号を付け
て示す。サンプリング期間群n1−１に対しては(2
８）式は依然として成立し、 e^′（n1−１）＝e^（n1−１）＝e^（n1−２）＋α・Ｎ
｛ｅ
（n1−２）−e^（n1−２）｝ となる。次のサンプリング期間群n1では、（29）
式 が成立し、 cq′（n1）＝α・o1-1 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^′(n)｝ ＋α（n1−１−n1＋１）pc となる。ここでｎ＝n1−１まではe^′(n)＝ｅ(n)と
なるので上式は次のようになる。
cq′（n1）＝α・o1-1 〓n=0 ｛ｅ(n)−ee^（ｎ）｝＝cq（n1） また、(24)式から次式が得られる。
e^（n1）＝N-1 〓q=0 cq′（n1）＝N-1 〓q=0 cq（n1）＝ｅ（n1） 次のサンプリング期間群n1＋１においては(29)
式を用いると、 cq′（n1＋１）＝α・o1 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^′(n)｝ ＋α（n1−n1＋１）pc が得られる。ｎ＝n1に対しては e^′(n)＝e^（ｎ）となるので、上式は cq′（n1＋１）＝α・o1 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^′(n)｝ ＋α・pc＝cq（ｎ＋１）＋α・pc となる。
さらに次のサンプル期間群n1＋２においては(2
９）式を用いて次式が得られる。
cq′（n1＋２）＝α・o1+1 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^′(n)｝ ＋α・（n1＋１−n1＋１）pc ＝α・o1 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^′(n)｝＋α｛ｅ（n1＋１） −e^′（n1＋１）｝＋2α・pc ＝α・o1 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^（ｎ）｝＋α｛ｅ（n1＋１） −e^（n1＋１）−αNpc｝＋2α・pc ＝〔cq（n1＋１）＋α｛ｅ（n1＋１）−e^（n1＋１）
｝〕 −α2・pcＮ＋2α・pc ＝cq（n1＋２）＋｛2α・pc−α2・pc・Ｎ｝ 一方、(24)式を用いると、 e^′（n1＋２）＝N-1 〓q=0 cp′（n1＋２） ＝N-1 〓q=0 cq（n1＋２）＋N-1 〓q=0 ｛2α・pc−α2・pc・Ｎ｝ ＝e^（n1＋２）＋2α・Ｎ・pc−α2・N2・pc さらに次のサンプリング期間群n1＋３において
は、(29)式は次のようになる。
cq′（n1＋３）＝α・o1+2 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^′(n) ＋α・（n1＋２−n1＋１）pc ＝α・o1 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^（ｎ）｝ ＋α｛ｅ（n1＋１）−e^（n1＋１）−α・Ｎ・pc｝ ＋α｛ｅ（n1＋２）−e^−（n1＋２）−2α・Ｎ・pc ＋α2・N2・pc｝＋3α・pc ＝〔α・o1+2 〓n=0 ｛ｅ(n)−e^（ｎ）｝〕−α2・Ｎ・pc −2α2・Ｎ・pc＋α3・N2pc＋3α・pc ＝cq（n1＋３）＋3α・Pc−3α2・Ｎ・pc ＋α3・N2・pc また(24)式より次式が与えられる。
e^′（n1＋３）N-1 〓q=0 cq′（n1＋３） ＝N-1 〓q=0 cq（n1＋３）＋N-1 〓q=0 ｛3α・pc−3α2・ Ｎ・pc＋α2・N2・pc｝ ＝e^（n1＋３）＋3α・Ｎ・pc −3α2・N2・pc＋α3・N3・pc 以下、同様の演算をサンプリング期間群n1＋ｋ
＋１まで行う。このとき、実際上αNは１に比べ
て小さいので（αN）の２乗以上の高次の値は
（αN）に比べて無視することができる。したがつ
て最終的には、 e^′（n1＋ｋ＋１）＝e^（n1＋Ｋ＋１） ＋（ｋ＋１）α・Ｎ・pc＋０（α2N2）pc e^（n1＋Ｋ＋１）＋（ｋ＋１）α・Ｎ・pc …(30) が得られる。ここに０（α2N2）は（αN）の２乗
以上の高次の項を表わすものである。
上述した第２の場合にｎ≧n1に対してはｐ(n)
＝pcとなるため、合成エコー信号は第１の場合に
比べてほぼ、 （ｋ＋１）α・Ｎ・pc (31) だけ相違したものとなる。この値は、第２図のシ
フトレジスタ２３内のデータ・シンボルaq(n)が
総て同一の値＋１を有している限りはｋの値とと
もに増大し、従つて時間と共に増大することにな
る。上述した説明ではデータ・シンボルaq(n)が
総て＋１となるものとして説明したが、この値が
総て−１となる場合でも同様に成立する。すなわ
ち、a″（ｎ−ｑ）＝−１となる場合、(25)式の第２
項が―符号となるだけであり、この結果(30)式の
第２項が―符号となる。従つて、a″(n)＝−１の
場合も同様に合成エコー信号は−（ｋ＋１）α・
Ｎ・Pcだけ相違したものとなる。このように従来
のエコー消去装置においては、ドリフト・オフセ
ツト現象が生じると同時に総てのデータ・シンボ
ルが長い期間に亘つて＋１または−１となると残
留信号の品質は大きく低下し、満足なエコー消去
を行うことができなくなる。
(2‐4) 本発明による解決手段 本発明においては、ドリフトおよびオフセツト
現象を相殺して消去するために、第１図に示すよ
うに残留信号ｒ(t)をサンプリグ装置２０へ直接
供給せずに、この残留信号中の低周波信号成分従
つてドリフトおよびオフセツト現象の結果として
生じる直流成分を抑制する高域フイルタ１９を経
て供給する。第４図はこの高域フイルタの動作を
説明するための線図である。第４図において、特
に第４図ａには残留信号ｒ(t)の周波数スペクト
ルＲ(f)を図式的に示してあり、この場合この信号
は強い直流成分ｐ(t)を有している。第４図ｂに
は理想的高域フイルタの伝送関数Ｈ(f)を図式的に
示してあり、第４図ｃには高域フイルタ１９の出
力信号ｒ(t)の周波数スペクトルＲ(f)を示してあ
る。この信号ｒ(t)をサンプリング装置２０へ供
給すると、これは第４図ｄに示すような周波数ス
ペクトルＲ(f)を有する出力信号ｒ(i)を生ずる。
(3) 他の実施例 (1) 第４図からも明らかなように、信号ｒ(i)従
つて制御信号ｒ(i)は低周波成分およびサンプ
リング周波数の倍数周波数Ｍ／Ｔ近くの周波数 成分を含んでいない。しかし、第１図に示す
ようにアナログ高域フイルタ１９をサンプリ
ング装置２０の前段に接続する代わりにデイ
ジタル高域フイルタを使用し、かつ第１図に
示すように制御信号ｒ(i)を調整装置１７へ直
接供給しないでこのデイジタル高域フイルタ
を介して供給することによつても、第４図ｄ
に示すような周波数スペクトルを得ることが
できる。
(2) 前記(1)項で述べたような、残留信号ｒ(t)
の低周波成分に関係した周波数成分が含まれ
ていないと、これら一般的には比較的強い低
周波成分によつて信号処理装置の調整を決定
づけることが出来ないが、この欠点は特に簡
単な方法で、すなわち第１図に示すエコー消
去装置から低域フイルタ１５を除去しかつ
Ｄ／Ａ変換器１４の出力信号e^(i)を結合装置
１６へ直接供給することによつて、除去でき
る。
(3) 制御信号ｒ(i)中のドリフトおよびオフセツ
ト現象によつて生じた成分以外の残留信号の
低周波成分を得る別の方法を第５図に示す。
この実施例では、組み合わせ装置１６の出力
端子と高域フイルタ１９の入力端子との間に
“トラツク・アンド・ホールド（track and
hold）”と称せられることもある周波数Ｍ／
Ｔのクロツクパルスによつて制御される装置
３２を含ませてある。かかる“トラツク・ア
ンド・ホールド”装置の動作につき説明す
る。
サンプリング期間Ｔ／Ｍ内の所定の時間θ
の間は信号ｒ(t)＝ｐ(t)＋ｓ(t)＋ｅ(t)−e〓（ｔ）
のサンプリングを行ない、残りの時間期間の
間はこの信号ｒ(t)を通過させる（トラツキ
ングさせる）。この“トラツク・アンド・ホ
ールド”装置３２の出力信号をr′(t)で表わす
と、この装置の動作を数学的に次のように表
わすことができる。すなわちｍ＝０、±１、±
２…とすると、 r′(t)＝ｒ（mT／Ｍ）：mT／Ｍ≦ｔ≦θ＋
mT／Ｍ ＝ｒ(t) ：ｔの他の全ての値 この“トラツク・アンド・ホールド”装置
３２はこの直流成分ｐ(t)に対しては貫通形
であると考えられる。この場合の強い直流成
分ｐ(t)を有する残留信号ｒ(t)の周波数スペ
クトルＲ(f)を第６図ａに示す。この装置３２
の出力信号r′(t)の周波数スペクトルR′(f)を第
６図ｂに図式的に示す。さらに理想的高域フ
イルタの伝達関数Ｈ(t)を第６図ｃに図式的
に示す。信号r′(f)に応答してこの高域フイル
タ１９は第４図ｄに示すような周波数スペク
トルＲ(f)を有する出力信号ｒ(t)供給する。
さらに時間離散（time―discrete）制御信号
ｒ(i)の周波数成分を第６図ｅに示す。
(4) 第４図および第６図を比較すると明らかな
ように、第１図に示した実施例に使用された
または前記(1)項で説明したような高域フイル
タ１９は低いカツト・オフ周波数fgを有する
必要があるが、前記(2)および(3)項および第５
図に示した実施例ではこのカツト・オフ周波
数fgに対し相当な値を許容することができ
る。例えばfgの値をＭ／2Tに等しくしても
満足し得るものである。
(4) 一般的な留意点 (1) 第１図および第５図に示す伝送装置におけ
る逓倍因子Ｍを１よりも大きく選定すると、
シフトレジスタ素子２３(q)（第２図参照）
の逓倍時間τおよび遅延装置３０（第３図参
照）の遅延時間がＴ／Ｍに等しくなり、制御
信号ｒ(i)はＭ／Ｔのレートで発生する。この
場合、データソース７において１／Ｔのレー
トで発生したデータシンボルａ(k)をシフトス
レジタ２３に直接供給することはできない。
けだし、このシフトレジスタ２３はデータシ
ンボルａ(k)のレート１／Ｔより大きいレート
Ｍ／Ｔで作動するためである。このため、シ
フトレジスタ２３のために入力回路を設け、
この入力回路において１／Ｔのレートで発生
するデータシンボルａ(k)をより高いＭ／Ｔの
レートで発生する補助的なデータシンボル
a″(i)に変換し、このこの補助的なデータシン
ボルa″(i)をより高いＭ／Ｔのレートで作動す
るシフトレジスタ２３に供給する。この入力
回路を文献(4)に記載されてあるようにＭ―位
置スイツチによつて形成することができる。
しかしながら、デイジタル信号の処理技術で
は、第７図に図式的に示すような方法でこの
入力回路を組み込むことが通常行なわれてい
る。この実施例では、データ・シンボルａ(k)
をサンプリング装置３３によつてサンプリン
グし、これにより得られたサンプルを補間装
置３４に供給する。すなわち周波数１／Ｔで
発生するサンプリング・パルスをサンプリン
グ装置に供給する。このサンプリング装置３
３は瞬時ktにおいてのみａ(k)に等しい値の信
号サンプルa′(k)を生じ、これら信号サンプル
a′(k)を補間装置３４へ供給する。この補間装
置を２つの順次のサンプルa′(k)の間にＭ―１
個の零値サンプルを挿入するように構成す
る。この補間装置の出力端子にはデイジタル
信号a″(i)が生じ、このデイジタル信号に対し
て a″(i)＝a′（ｉ／Ｍ）：ｉ＝０、±Ｍ、±2MP… ＝０ ：ｔの他の全ての値 が成立する。文献(7)に記載されているよう
に、補間装置３４と、信号処理装置１３とし
て機能するデイジタル・フイルタとの縦続配
置は補間形デイジタル・フイルタと称せら
れ、その実際の実施例では補間装置とデイジ
タル・フイルタとの機能を織り混ぜている。
この補助デイジタル・フイルタについては文
献(8)、(9)および(10)に記載されている。
(2) 第１図および第２図にいわゆるベース―バ
ンド・データ・モデムの構造が示されてい
る。これらの実施例において、データ・シン
ボルａ(k)をハイブリツド段４に供給する前に
これらを低域フイルタへ供給している。
このベース―バンド・データ伝送に加え
て、音声―バンド・データ伝送が知られてい
る。その場合にはハイブリツド段４に供給さ
れるデータ信号を300ないし3400Hzの周波数
帯域に確実に位置させるようになす変調装置
をデータ・ソース７とフイルタ６との間に含
ませる必要がある。
(3) 前述した変調装置をデータ・ソース７の出
力端子と、信号処理装置１３が接続される点
との間の伝送路中に設ける場合には、一般に
は、第７図に示すサンプリング装置３３を補
間装置３４の縦続接続回路配置に、多ビツト
符号ワードを生ずるＤ／Ａ変換器を設ける必
要がある。
(4) さらに前述した変調装置を信号処理装置１
３を伝送路１に接続している点とフイルタ６
との間の伝送路中に設けることもできる。こ
れらの場合には信号処理装置１３は変調処理
を行なう必要がある。この場合この信号処理
装置を文献(4)または文献(5)に記載されている
ように構成することができる。
(5) 直線コーデイング回路網例えばバイフエー
ズ・コーダ（biphase coder）を信号処理装
置１３が伝送路１に接続されている点とフイ
ルタ６との間に設けることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図はデータ伝送装置の一部分を示す路線
図、第２図は可調整信号処理装置および調整装置
の一実施例を示すブロツク線図、第３図は第２図
の調整装置に使用するための相関回路の一実施例
を詳細に示すブロツク線図、第４図は第１図に示
す伝送装置の動作を説明するためのいくつかの周
波数スペクトルを示す線図、第５図は第１図に示
す伝送装置の変更例を示す線図、第６図は第５図
に示す伝送装置の動作を説明するためのいくつか
の周波数スペクトルを示す線図、第７図は残留信
号のサンプリング周波数がシンネボルの割合より
もＭ倍高い場合の信号処理装置の入力回路を図式
的に示すブロツク線図、第８図は残留信号の品質
の低下を説明するための線図である。 １…片方向送信路、２…片方向受信路、３…両
方向伝送路、４…ハイブリツド段、５…平衡結線
網、６，９…低域フイルタ、８…クロツク信号入
力端子、１０…パルス再生器、１１…クロツク抽
出回路、１２…エコー消去装置、１３…可調整信
号処理装置、１４…デイジタル対アナログ変換
器、１５…アナログ低域フイルタ、１６…組み合
わせ回路、１７…調整装置、１８…制御信号発生
器、１９…高域フイルタ、２０，３３…サンプリ
ング装置、２１…アナログ対デイジタル変換器、
２２…周波数逓倍器、２３(０)〜２３（Ｎ―１）
…シフトレジスタ素子、２４(０)〜２４（Ｎ−
１）…乗算装置、２５，３０…加算装置、２６
（０）〜２６（Ｎ−１）…相関回路、２７…乗算
器、２９…累算器、３１…遅延装置、３４…補間
装置。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 伝送装置の２つの片方向伝送路１，２のうち
    の第１片方向伝送路１に接続され、合成エコー信
    号｛e^(i)｝を発生させる可調整信号処理装置１３
    と、 前記２つの片方向伝送路１，２のうちの第２片
    方向伝送路２に発生し、データ信号ｓ(t)にエコ
    ー信号ｅ(t)が重畳されている信号｛ｓ(t)＋ｅ(t)｝
    を前記信号処理装置１３によつて発生した合成エ
    コー信号｛e^(i)｝をＤ／Ａ変換して得たアナログ
    合成エコー信号｛e〓（ｔ）｝と結合して残留信号
    ｛ｒ(t)｝を発生するために前記第２片方向伝送路
    ２に接続された結合手段１６と、 前記残留信号｛ｒ(t)｝をデイジタル信号｛r^(i)｝
    へ変換するための変換手段２０，２１を含み、残
    留信号に応答して制御信号｛r^(i)｝を発生する制
    御信号発生手段１８と、 前記制御信号｛r^(i)｝に応答して前記信号処理
    装置１３を調整する調整手段１７とを具えるエコ
    ー消去装置において、 前記制御信号発生手段１８が、前記変換手段２
    ０，２１に縦属接続されている高域フイルタ手段
    １９を具えることを特徴とするエコー消去装置。 ２ トラツク・アンド・ホールド・タイプのサン
    プル・アンド・ホールド回路３２を、前記第２片
    方向伝送路２内において前記結合手段１６と前記
    制御信号発生手段の入力端子との間に含ませたこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のエ
    コー消去装置。
JP6292980A 1979-05-14 1980-05-14 Echo canceller Granted JPS55153435A (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
NL7903759A NL7903759A (nl) 1979-05-14 1979-05-14 Echocompensator met hoogdoorlaatfilter.

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS55153435A JPS55153435A (en) 1980-11-29
JPH0139257B2 true JPH0139257B2 (ja) 1989-08-18

Family

ID=19833173

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP6292980A Granted JPS55153435A (en) 1979-05-14 1980-05-14 Echo canceller

Country Status (10)

Country Link
US (1) US4362909A (ja)
JP (1) JPS55153435A (ja)
AU (1) AU537041B2 (ja)
CA (1) CA1152595A (ja)
DE (1) DE3018238C2 (ja)
FR (1) FR2457042A1 (ja)
GB (1) GB2050127B (ja)
IT (1) IT1130590B (ja)
NL (1) NL7903759A (ja)
SE (1) SE446241B (ja)

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2490901A1 (fr) * 1980-09-19 1982-03-26 Trt Telecom Radio Electr Annuleur d'echo numerique muni d'un convertisseur analogique-numerique a dynamique reglable
NL8100650A (nl) * 1981-02-11 1982-09-01 Philips Nv Inrichting voor het corrigeren van pulsvervorming bij homochrone datatransmissie.
NL8102225A (nl) * 1981-05-07 1982-12-01 Philips Nv Inrichting voor het compenseren van echosignalen.
JPS583430A (ja) * 1981-06-30 1983-01-10 Nec Corp まわり込信号抑圧装置
GB2123258A (en) * 1982-06-25 1984-01-25 Philips Electronic Associated Digital duplex communication system
US4600815A (en) * 1982-07-30 1986-07-15 Communications Satellite Corporation Automatic gain control for echo cancellers and similar adaptive systems
DE3228786A1 (de) * 1982-08-02 1984-02-09 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren zur darstellung der koeffizienten eines echokompensators
JPS5961321A (ja) * 1982-09-30 1984-04-07 Nec Corp エコ−信号抑圧装置
US4621356A (en) * 1983-07-18 1986-11-04 Scipione Fred J Communications interface for duplex transmission and reception of data and other signals over telephone lines
GB2144950A (en) * 1983-08-10 1985-03-13 Philips Electronic Associated Data transmission system
US4692909A (en) * 1984-06-29 1987-09-08 Amoco Corporation Adaptive seismic signal processor
US4628157A (en) * 1984-09-07 1986-12-09 At&T Bell Laboratories Bidirectional adaptive voice frequency repeater
US4811342A (en) * 1985-11-12 1989-03-07 Racal Data Communications Inc. High speed analog echo canceller
DE3609090A1 (de) * 1986-03-18 1987-09-24 Gao Ges Automation Org Wertpapier mit darin eingelagertem sicherheitsfaden und verfahren zur herstellung derselben
US4888762A (en) * 1987-02-17 1989-12-19 Nec Corporation Echo canceller for bidirectional transmission on two-wire subscriber lines
US4989221A (en) * 1987-03-30 1991-01-29 Codex Corporation Sample rate converter
DE3804332C2 (de) * 1988-02-12 1996-02-29 Ant Nachrichtentech Schaltungsanordnung zum Übergang von Vierdrahtbetrieb auf Zweidrahtbetrieb in der elektrischen Nachrichtentechnik
FR2629293A1 (fr) * 1988-03-25 1989-09-29 Trt Telecom Radio Electr Annuleur d'echo pour signal d'echo a phase variable
US5353348A (en) * 1993-05-14 1994-10-04 Jrc International, Inc. Double echo cancelling system
US5825754A (en) * 1995-12-28 1998-10-20 Vtel Corporation Filter and process for reducing noise in audio signals
US7433665B1 (en) 2000-07-31 2008-10-07 Marvell International Ltd. Apparatus and method for converting single-ended signals to a differential signal, and transceiver employing same
US7095348B1 (en) 2000-05-23 2006-08-22 Marvell International Ltd. Communication driver
US7312739B1 (en) 2000-05-23 2007-12-25 Marvell International Ltd. Communication driver
USRE41831E1 (en) 2000-05-23 2010-10-19 Marvell International Ltd. Class B driver
US7280060B1 (en) 2000-05-23 2007-10-09 Marvell International Ltd. Communication driver
US7113121B1 (en) 2000-05-23 2006-09-26 Marvell International Ltd. Communication driver
US6462688B1 (en) 2000-12-18 2002-10-08 Marvell International, Ltd. Direct drive programmable high speed power digital-to-analog converter
US7194037B1 (en) 2000-05-23 2007-03-20 Marvell International Ltd. Active replica transformer hybrid
US6775529B1 (en) 2000-07-31 2004-08-10 Marvell International Ltd. Active resistive summer for a transformer hybrid
US7606547B1 (en) 2000-07-31 2009-10-20 Marvell International Ltd. Active resistance summer for a transformer hybrid
US7298173B1 (en) 2004-10-26 2007-11-20 Marvell International Ltd. Slew rate control circuit for small computer system interface (SCSI) differential driver
US7312662B1 (en) 2005-08-09 2007-12-25 Marvell International Ltd. Cascode gain boosting system and method for a transmitter
US7577892B1 (en) 2005-08-25 2009-08-18 Marvell International Ltd High speed iterative decoder

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3499999A (en) * 1966-10-31 1970-03-10 Bell Telephone Labor Inc Closed loop adaptive echo canceller using generalized filter networks
US3508017A (en) * 1967-12-08 1970-04-21 Bell Telephone Labor Inc Adaptive echo canceller with an output filter
US3560669A (en) * 1969-02-25 1971-02-02 Wescom Echo suppressor
FR2138340B1 (ja) * 1971-05-24 1973-05-25 Trt Telecom Radio Electr
US3836734A (en) * 1971-12-03 1974-09-17 Communications Satellite Corp Adaptive echo canceller with multi-increment gain coefficient corrections
AU514263B2 (en) * 1977-01-17 1981-01-29 T.R.T. Digital echo canceller

Also Published As

Publication number Publication date
DE3018238C2 (de) 1986-03-20
CA1152595A (en) 1983-08-23
GB2050127B (en) 1983-05-18
GB2050127A (en) 1980-12-31
IT8021965A0 (it) 1980-05-09
DE3018238A1 (de) 1980-11-20
US4362909A (en) 1982-12-07
JPS55153435A (en) 1980-11-29
NL7903759A (nl) 1980-11-18
SE8003539L (sv) 1980-11-15
AU537041B2 (en) 1984-05-31
IT1130590B (it) 1986-06-18
FR2457042A1 (fr) 1980-12-12
AU5833180A (en) 1980-11-20
SE446241B (sv) 1986-08-18
FR2457042B1 (ja) 1984-10-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH0139257B2 (ja)
EP0464500B1 (en) Echo canceler having adaptive digital filter unit associated with delta-sigma modulation circuit
US4535206A (en) Echo cancellation in two-wire full-duplex data transmission with estimation of far-end data components
US5051981A (en) Digital filtering
US5132963A (en) Echo cancelling device providing adjustment of the echo canceller coefficients during full-duplex transmission
EP0199879B1 (en) A process and system for improving echo cancellation within a transmission network
US4334128A (en) Echo canceler for homochronous data transmission systems
CA1251269A (en) Noise cancellation
JPS6046899B2 (ja) 反響消去装置
CA1175521A (en) Echo cancellation in two-wire full-duplex data transmission with estimation of far-end data components
EP0065796B1 (en) Arrangement for cancelling echo signals
JPS59163924A (ja) エコ−・キヤンセラの収束時間減少方法
US4272648A (en) Gain control apparatus for digital telephone line circuits
JPH039655B2 (ja)
JP2000511756A (ja) 高速線反響消去装置トレーニングのための直交ｌｍｓアルゴリズム
US6826279B1 (en) Base band echo cancellation using laguerre echo estimation
US4891801A (en) Terminal for the transmission of data over a bidirectional analog channel with echo cancellation controlled by the reception rate
GB2102255A (en) Two-wire line for digital communication
EP0529144A1 (en) Far-end echo canceller
JPH0321122A (ja) 全２重モデム用エコーキャンセラ回路
JPH0526375B2 (ja)
JPH01284010A (ja) ディジタル・フィルタ
EP0388493A1 (en) Digital echo canceller for full-duplex modem with frequency offset tracking
EP0080201A1 (en) Method of and device for passband echo-cancelling for phase-modulated data signals
JPH08213939A (ja) エコーキャンセラ装置