JPH0142533B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は４線−２線結合器の４線側に接続され
た互に反対方向の信号方向を有する第１及び第２
単方向伝送路間に接続され、第１伝送路の信号に
応答して第２信号路に生ずるエコーを消去する装
置であつて、第１伝送路に接続され且つ制御信号
を受信し、第１伝送路の信号及び該制御信号に応
答して合成エコー信号を発生する可制御デジタル
信号処理装置と、第２伝送路の信号と前記可制御
デジタル信号処理装置により発生された合成エコ
ー信号との差から成る残差信号を発生する差回路
と、残差信号のサンプル値をデジタル制御信号に
変換し、該制御信号を前記可制御デジタル信号処
理装置の制御信号入力端子に供給するアナログデ
ジタル変換器とを具えたエコー消去装置に関する
ものである。 エコー消去装置は、例えば送信機と受信機がハ
イブリツド接合と通常呼ばれている結合回路によ
つて、２線が外部へアクセスするよう相互接続さ
れているデータ伝送モデムに用いられる。このよ
うな２個のモデムの２線アクセス間に伝送路を接
続すると、モデムの受信路にエコー信号が発生す
ることが既知であり、このエコー信号はこのモデ
ムの送信路からの信号の一部がハイブリツド接合
の不完全及び／又は前記伝送路における送信信号
の反射によつて受信路に供給されることにより形
成される。エコー消去装置は受信路に生ずる上記
のエコー信号を自動的に相殺除去するのに使用さ
れる。このエコー消去の利点は２線アクセスによ
り相互接続された２個のモデム間において同時伝
送を可能にする点にある。 上述したエコー消去装置の構成は本願人に係る
フランス国特許出願公告第2358790号及び同第
2377734号に開示されており、これら既知の装置
はそれぞれベースバンド及び音声帯域データ伝送
に関するものである。その可制御デジタル信号処
理装置はモデムの送信路に結合されたアダプテイ
プデジタルフイルタ又は複数個のデジタルフイル
タの組み合わせフイルタと、このアダプテイプデ
ジタルフイルタ又は組み合わせフイルタの係数を
制御する制御回路を具えている。簡単のため、以
後可制御デジタル信号処理装置は単にデジタルフ
イルタと称す。このデジタルフイルタは合成エコ
ー信号を表わすデジタル信号を発生し、これを差
回路の入力端子に供給する前にアナログ信号に変
換する。差回路の他方の入力端子はモデムの受信
路に現われる消去すべきエコー信号を含む信号を
受信する。差発生回路から発生する信号は以後残
差信号と称す。この残差信号のサンプル値をアナ
ログ−デジタル変換器に供給し、これにより残差
信号のデジタル値をフイルタ係数制御回路の制御
信号として発生させる。この制御回路には例えば
上述の特許出願公告に記載されているようなアル
ゴリズムを使用して、フイルタ係数を反復調整し
てこれら係数を残差信号中に存在する実際のエコ
ー信号とフイルタにより供給される合成エコー信
号との差から成る残存エコー信号の平均二乗誤差
が最小となる値に収れんさせることができる。エ
コー信号を殆んど相殺除去し得るこの収れんは遠
方のモデムから発する受信有用データ信号の存在
下において実現する必要がある。この有用データ
信号は残差信号中に残存するエコー信号上に重畳
され、そのレベルは収れん中残存エコー信号のレ
ベルに対し次第に大きくなる。このことはある場
合には問題を生じ、この問題は残差信号を変換す
るアナログ−デジタル変換器と関係があり、前記
収れんが残存エコー信号が比較的高いレベルで停
止することが起り得る。 この問題は、コストを低減するために低精度の
アナログ−デジタル変換器を用いる場合において
特に単同期（ホモクロナス）データ伝送の場合に
生ずる。既知のように、単同期データ伝送システ
ムにおいては、データは受信データ中の局部同期
クロツクのリズムで伝送される。エコー消去装置
においてもこの局部クロツクを用いて残差信号の
サンプリングパルスを刻時する。この結果、残差
信号のサンプリング瞬時は受信データ信号に対し
固定位置を有することになる。例えば、残差信号
の極性のみを示す１ビツトのデジタル信号を発生
するような極めて簡単なアナログ−デジタル変換
器を用いる場合、このデジタル信号の値は、サン
プリング瞬時において残存エコー信号が受信デー
タ信号の振幅より大きい場合にのみ残存エコー信
号の極性について有意となる。単同期伝送システ
ムにおいてはこれと反対の状態が永久的に生じる
ことがあり、この状態ではフイルタ係数が残存エ
コー信号を減少するよう変化しないことが起り、
残存エコー信号が受信データ信号の振幅と同程度
の高レベルで残存することが起り得る。幾分精密
な２又は３ビツト変換器を用いる場合にも同じ問
題が幾分程度は減少するが生じ、残存エコー信号
がその最小量子化ステツプの大きさ程度の値で残
存する。デジタル１ビツト信号を発生する変換器
を用いてもフイルタ係数を極めて低い値の残存エ
ラー信号に収れんし得る解決方法がオランダ国特
許出願第7902053号に開示されている。この解決
方法は残差信号をこの残差信号と無関係の補助信
号と合成し、この合成信号をデジタル１ビツト信
号に変換した後にフイルタ係数の制御に用いるも
のである。 本発明は、この補助信号を使用しないで、単同
期伝送システムにおいて２ビツトのような少数ビ
ツトのアナログ−デジタル変換器を用いてエコー
消去装置を極めて低い値の残存エコー信号に収れ
んし得る別の解決方法を提供することを目的とす
る。 本発明デジタルエコー消去装置においては、差
回路により発生される残差信号を変換するアナロ
グ−デジタル変換器を、残差信号のレベルを検出
する回路から得られたダイナミツク制御信号によ
り調整される可制御ダイナミツク特性を有するも
のとしたことを特徴とする。 このエコー消去装置によれば、アナログ−デジ
タル変換器のダイナミツク特性は残存エコー信号
の振幅が収れん中に減少するにつれて減少するた
め、残存エコー信号のレベルが極めて低い値にな
るまで残存エコー信号を表わす小数ビツトのデジ
タル信号を発生する変換器を用いることができ
る。 ダイナミツク制御信号は残差信号のピーク値を
検出する検出回路から減衰回路を介して取り出す
のが好適である。 減衰回路の出力信号は変換器において変換すべ
き残差信号が比較される２減の限界信号を形成す
るのに使用される基準信号とし、互に反対極性で
最大振幅を有するこれら限界信号は減衰回路の出
力信号の振幅に等しい振幅を有するものとするの
が好適である。 残差信号を互に反対極性の２個の限界信号と比
較して２ビツトのデジタル信号を発生する変換器
を用いることができる。 残存エコー信号がV_p（１−β）に比例るので
（ここでV_pは残差信号の検出ピーク値、βは減衰
回路の減衰係数）、βは１に近い値（例えばβ＝
0.9）に選択して最終残存エコーを小さくするの
が有利である。 図面につき本発明を説明する。 第１図はモデムに接続された本発明エコー消去
装置のブロツク図を示す。このモデムは平衡イン
ピーダンスを有するハイブリツド接合４によつて
双方向伝送路３に結合された単方向送信路１と単
方向受信路２を具える。 クロツク端子７に供給されるクロツク信号のレ
ート１／Ｔでデータを発生するデータソース６を
送信路１に接続する。これらデータはベースバン
ドで伝送され、エンコーダ８に供給され、ここで
例えば２相コーデイング及び低減通過フイルタリ
ングが行なわれるものとする。符号化されたデー
タ信号はハイブリツド接合４の４線側の入力端子
に供給され、伝送路３を経て遠隔モデム（図示せ
ず）に伝送される。 遠隔モデムにより同様にして伝送されたデータ
信号は自局モデムに受信され、ハイブリツド接合
４により当該モデムの受信路２に供給される。ハ
イブリツド接合４の４線側の入力端子に供給され
る信号と同一の特性を有するこの受信信号は遠隔
モデムにより送出されたデータを再生する受信機
９に供給されると共にクロツク抽出回路１０に供
給される。クロツク抽出回路１０は受信機９に周
波数1/Tのクロツク信号を供給し、遠隔モデムの
データ伝送に使用された周波数1/Tのクロツク信
号に同期させる働きをするものである。 単同期式伝送システムの第１図に示す部分にお
いては、回路１０で発生されたクロツク信号をデ
ータソース６のクロツク端子にも供給して、自局
モデムがデータを同期して伝送するようにする。
なお、データを受信データと同期して伝送しない
一般にプレツシンクロ式伝送システムと称されて
いる伝送システムにおいては、データソース６に
供給されるクロツク信号は抽出回路１０と無関係
のクロツク発生器から得ている。 自局モデムの送信路１から発するデータ信号が
ハイブリツド接合４の４線側入力端子に供給され
ると、このモデムの受信路２にエコー信号ε（ｔ）
が現われ、このエコー信号はハイブリツド接合４
の不可避の平衡の不完全及び／又は伝送路３にお
けるインピーダンスの不連続（信号の反射を生ず
る）が原因する。受信路２においてこのエコー信
号は遠隔モデムから受信された有用信号ｓ（ｔ）
上に重畳されて受信機９のデータの正しい再生を
妨げる。 このエコー信号を消去するのに使用されるエコ
ー消去装置はデータソース６により発生された２
進データ信号を受信する可制御デジタル信号処理
装置１１を具えると共に、信号処理装置１１の出
力信号を変える制御回路１２を具える。 以下においてはこの信号処理装置１１はリニア
エコー信号を消去するようリニア動作するデジタ
ルフイルタであるものとする。この場合制御回路
１２はデジタルフイルタ１１の係数を制御する回
路である。フイルタ１１の出力信号はデジタル−
アナログ変換器１３によりアナログ信号に変換さ
れる。この信号（合成エコー信号）は差回路１４
の（−）入力端子に供給される。この差回路１４
の（＋）入力端子はハイブリツド接合４の４線側
の出力端子に現われる信号ｓ（ｔ）＋ε（ｔ）をサ
ンプルするサンプルホールド回路１５の出力端子
に接続される。サンプリング周波数f_eはデータレ
ート１／Ｔの整数倍で、その値Ｍ／Ｔは信号ｓ
（ｔ）に関しシヤノンの定理が満足されるように
選択する。サンプリング周波数f_e＝Ｍ／Ｔの信号
はクロツク抽出回路１０の出力端子に接続された
周波数逓倍回路１６により形成される。 差回路１４の出力端子にはサンプリング瞬時ｔ
＝nTにおいて受信有用データ信号ｓ（ｔ）と、実
際のエコー信号ε（ｔ）と合成エコー信号ε＾（ｔ）
との差信号（この差信号を以後残存エコー信号と
いう）との和から成る残差信号ｅ（ｎ）が得られ
る。この差回路１４により発生された残差信号は
アナログ−デジタル変換器１８の入力端子１７に
供給される。この変換器の出力端子１９には残差
信号のデジタル信号が発生し、この信号がバス２
０を経てデジタルフイルタ１１の係数の値を調整
する制御回路１２に供給される。これら係数は残
存エコー信号がサンプリング瞬時nTにおいて
略々相殺除去されるように調整してこれらの瞬時
において残差信号が受信有用データ信号のみを含
むようにする必要がある。エコー信号が殆んど除
去されたこの残差信号は低域フイルタ２１でろ波
された後受信機９に供給される。 ２進データ信号がトランスバーサルフイルタ１
１の入力端子１１−１に現れる瞬時はnTで表わ
される（ここでｎは−∞から＋∞までの整数）。 Ｄ（ｎ）はサンプリング瞬時nTにおけるデジタ
ルフイルタ１１に供給されるデータ信号を Ｓ（ｎ）は該瞬時おける受信有用データ信号を、 ε（ｎ）は該瞬時におけるエコー信号を、 ε^（ｎ）は該瞬時における合成エコー信号を、 ｅ（ｎ）は該瞬時におけるアナログ残差信号を、 Ｅ（ｎ）は該瞬時におけるデジタル残差信号を
それぞれ示す。 アナログ残差信号ｅ（ｎ）は ｅ（ｎ）＝ｓ（ｎ）＋〔ε（ｎ）−ε^〕 (1) で表わせる。 エコー消去装置の機能は残存エコー信号： 〔ε（ｎ）−ε^（ｎ）〕 を相殺除去することにある。 瞬時nTにおいて、トランスバーサルフイルタ
１１はデータ信号のＮ個の先行サンプルをストア
する。このＮ個のサンプルはＤ（ｎ−ｑ）で表わ
すことができる（ここでｑ＝０、１、…Ｎ−１）。
瞬時nTにおける前記フイルタのＮ個の係数をC_q
（ｎ）（ここでｑ＝０、１、…Ｎ−１）で示すと、
このフイルタにより瞬時nTに出力される各サン
プルｓ（ｎ）は演算処理によつて ｓ（ｎ）＝_N-1 〓^q=0 Ｄ（ｎ）・C_q（ｎ） となる。 フイルタの係数を調整するのに屡使用される基
準は残存エコー信号ε（ｎ）−ε^（ｎ）の平均二乗値
を最小とする基準である。この調整は、残存エコ
ー信号ｅ（ｎ）のデジタル信号Ｅ（ｎ）に基づいて
各係数C_q（ｎ）を、反復数ｉにおけるこの係数の
値Cⁱ _q（ｎ）を反復数ｉ＋１におけるこの係数の値
Cⁱ⁺¹ _q（ｎ）と関係づける次式の反復式に従つて反
復して調整することにより行なわれる。 C^i-1 _q＝Cⁱ _q＋α・Eⁱ（ｎ）・Ｄ（ｎ−ｑ） (3) この式において、Eⁱ（ｎ）は反復数ｉにおける
デジタル残差信号の値、Ｄ（ｎ−ｑ）は先行瞬時
（ｎ−ｑ）Ｔにおいてフイルタに入力しフイルタ
において係数C_q（ｎ）が乗算されるデータ信号の
サンプルの値、αは各反復における係数の変更の
大きさを決定する１より小さい係数である。 反復式(3)の演算は全ての係数C_q（ｎ）について
第２図に示す回路で実行される。この回路は積Ｄ
（ｎ−ｑ）・Ｅ（ｎ）を形成する乗算回路２２を具
え、この積は乗算回路２３により係数αで重み付
けされる。 得られた変更成分α・Ｅ（ｎ）・Ｄ（ｎ−ｑ）は
加算回路２４により、遅延Ｔを生ずる回路２５の
出力端子の係数C_q（ｎ）に加算される。反復周期
がＴの場合、次の瞬時（ｎ＋１）Ｔにおいてフイ
ルタ１１に使用される係数の値が回路２５の出力
端子に得られる。所定回数の反復後に、フイルタ
１１の係数は残差信号ｅ（ｎ）中の残存エコー
〔ε（ｎ）−ε＾（ｎ）〕が略々相殺除去されるような
値に収れんしなければならない。 しかし、前述したように、反復式(3)を少数ビツ
トのデジタル信号Ｅ（ｎ）に適用する場合にはこ
の収れんに問題が生ずる。反復式を少数ビツトの
デジタル信号Ｅ（ｎ）に適用することは、高いサ
ンプリング周波数f_eを必要とし、従つてアナログ
デジタル変換器１８に高い変換速度を必要とする
高速データ伝送システムにおいて行なわれてい
る。エンコーダ８において２相コーデイングによ
り64kビツト／秒でベースバンドデータ伝送する
場合、サンプリング周波数f_eは例えば256kHzであ
る。変換器１８のコストを低減するにはその精度
を下げるのが極て有利である。最も簡単で最も低
コストの方法は残差信号ｅ（ｎ）の極性を示す１
ビツトのデジタル信号Ｅ（ｎ）を発生する変換器
１８を用いるものである。しかし、式(1)に示すよ
うに、サンプリング瞬時に和いては残差信号ｅ
（ｎ）は受信データ信号ｓ（ｎ）と残存エコー信号
〔ε（ｎ）−ε^（ｎ）〕の和である。従つて、残差信
号
ｅ（ｎ）の極性、即ち信号Ｅ（ｎ）のビツト値は２
つの信号ｓ（ｎ）及び〔ε（ｎ）−ε^（ｎ）〕の最大
値
の極性により決まることになる。 今、サンプリング瞬時nTにおいて ｜ε（ｎ）−ε^（ｎ）｜＞｜ｓ（ｎ）｜ (4) であるものとすると、信号Ｅ（ｎ）のビツトは残
存エコー信号の極性で決まり、フイルタの係数の
変更は残存エコー信号を減少するよう適正に行な
われる。 しかし、サンプリング瞬時nTにおいて ｜ε（ｎ）−ε^（ｎ）｜＜｜ｓ（ｎ）｜ (5) である場合には、信号Ｅ（ｎ）のビツトは受信デ
ータ信号の極性により決まり、フイルタ係数の変
更は残存エコー信号と無関係に行なわれ、残存エ
コー信号は当然のことながら減少されない。 単同期式伝送システムにおいては、サンプリン
グ周波数f_eは第１図の例のようにクロツク抽出回
路により発生された受信データ信号と同期するク
ロツク信号から導出される。従つて、これらサン
プリング瞬時は受信データ信号ｓ（ｔ）に対し固
定の位置を有する。これらサンプリング瞬時は受
信データ信号のサンプルの振幅｜ｓ（ｎ）｜が大き
い瞬時に永久に発生し、収れん中に上記の条件(5)
が満足される状態に極めて急速に達することが起
り得る。この場合、エコー消去装置の収れんは振
幅｜ｓ（ｎ）｜と同程度の振幅｜ε（ｎ）−ε^（ｎ）
｜
を有する大きな残存エコー信号で停止する。 プレシンクロナス式伝送システムにおいては、
サンプリング周波数f_eは抽出回路１０により発生
されたクロツク信号と無関係の局部クロツク信号
から得られる。この場合にはサンプリング瞬時ｔ
＝nTにおける受信データ信号のサンプルの振幅
｜ｓ（ｎ）｜は最大値と零値の間の凡ゆる値を示し
得るため、あるサンプリング瞬時において条件(4)
が満足されてフイルタ係数が適正に変更される。
従つて、残存エコー信号が略々零になるまでフイ
ルタ係数の収れんが続けられるが、収れん時間は
長くなる。 本発明の主たる目的は、単同期式伝送システム
においてエコー消去装置に１ビツトアナログ−デ
ジタル変換器を使用することにより生ずる上述の
重大な欠点を解決することにある。 第１図に示す実施例においては、本発明エコー
消去装置はアナログ−デジタル変換器１８とし
て、その入力端子１７に供給される残差信号ｅ
（ｎ）をその出力端子に２ビツトデジタル信号Ｅ
（ｎ）に変換すると共に制御端子３０に供給され
るダイナミツク制御信号により調整される可制御
ダイナミツク特性を有するものを用いる。このダ
イナミツク制御信号はフイルタ２１の出力端子に
接続されたピーク検出器３１からの出力信号を受
信する減衰器３２の出力端子に得られる。このピ
ーク検出器３１は残差信号のピーク値を示す電圧
V_pを、この電圧が収れん中における残存エコー
信号の減少に正しく追従し得るような時定数で発
生する。減衰器３２は電圧β・V_pを発生し、こ
こでβは１より小さい正の係数である。 電圧β・V_pはアナログ−デジタル変換器１８
の基準信号として用いる。この基準信号は比較回
路３３の非反転入力端子に供給されると共に回路
３４で極性反転された後に比較回路３５の非反転
入力端子に供給される。デジタル残差信号ｅ（ｎ）
は比較回路３３及び３５の反転入力端子に供給さ
れる。これら比較回路の出力端子は排他NORゲ
ート３６の入力端子に接続される。後に説明する
ように、変換器１８により発生される信号Ｅ（ｎ）
の２ビツトは比較回路３５の出力と排他NORゲ
ート３６の出力で形成される。 第３図は上述した可制御ダイナミツク特性を有
する変換器の動作原理を示す。 図示の直交座標系において、デジタル残差信号
ｅ（ｎ）の値は縦軸にプロツトしてあり、横軸に
は信号ｅ（ｎ）に応答してデジタル残差信号Ｅ
（ｎ）が示し得る３つの離散値＋１、−１、０をプ
ロツトしてある。縦軸にはピーク検出器３１によ
り検出されたピーク値V_pに対応する電圧＋V_p及
び−V_pと比較回路３３及び３５の限界電圧とし
て用いられる電圧＋βV_p及び−βV_pもプロツトし
てある。曲線Ａは変換器１８によりアナログ残差
信号ｅ（ｎ）の関数として発生される応答Ｅ（ｎ）
を示し、この応答は −β・V_p＜ｅ(n)＜＋β・V_pのときＥ(n)＝０ ｅ(n)＞β・V_pのとき Ｅ(n)＝＋１ ｅ(n)＜−β・V_pのとき Ｅ(n)＝−１ である。 次の表はデジタル信号Ｅ（ｎ）のこれら３つ
の離散値がどのように符号化されるかを示す。

【表】 この表の第１列はアナログ残差信号ｅ（ｎ）が
比較される２つの限界値＋βV_p及び−βV_pを示
す。信号ｅ（ｎ）は＋βV_pより大きい値と−βV_p
より小さい値との間で変化する。次の３列は比較
回路３５，３３及び排他ORゲート３６の出力端
子から得られる論理信号を示す。最後の列はデジ
タル残差信号Ｅ（ｎ）の２ビツトS₁及びS₂の値を
示し、ビツトS₁は比較回路３５の出力端子から、
ビツトS₂は回路３６の出力端子から供給される。
得られるデジタル信号S₁，S₂は“２の補数コー
ド”に表わされ、信号Ｅ（ｎ）は第３図に示す応
答に従つて値＋１、−１及び０を有する。このよ
うに符号化された信号は制御回路１２において実
行すべき計算に極めて好適である。 残差信号のレベルに基づいて調整されるこの可
制御ダイナミツク特性を有する２ビツト変換器を
用いると、１ビツト変換器を用いる場合と異な
り、エコー消去装置の収れんがサンプリング瞬時
における受信データ信号の振幅と同程度の比較的
大きな振幅の残存エコー信号で停止する惧れはな
い。 初めに、エコー信号ε（ｔ）は受信データｓ
（ｔ）より小さくて、残差信号の検出ピーク値V_p
において残存エコー信号の占める割合が受信デー
タ信号の占める割合より常に小さいものとする。
この場合、デジタル残差信号Ｅ（ｎ）は少くとも
所定のサンプリング瞬時において、残存エコー信
号がV_p−βV_p＝V_p（１−β）を越える限りこの残
存エコー信号の特性を示す値を有する。この状態
が実在する限り、エコー消去装置のフイルタ係数
は、残存エコー信号が減少し、同時に検出ピーク
値V_pが受信データ信号のピーク値に略々等しい
V_ppに減少するように収れんする。この場合残存
エコー信号の最終値はV_pp（１−β）に略々等し
くなる。 次に、エコー信号ε（ｔ）は受信データ信号よ
り大きくて、エコー消去装置の始動時において検
出ピーク値V_pにおいて残存エコー信号の占める
割合が受信データ信号の占める割合より大きいも
のとする。この場合、デジタル残差信号Ｅ（ｎ）
は少くとも所定のサンプリング瞬時において、残
存エコー信号が高振幅であることを示す零でない
値を有する。これらのサンプリング瞬時に対して
はエコー消去装置のフイルタ係数の補正が残存エ
コー信号を減少するよう行なわれ、斯る後に検出
ピーク値V_pに含まれる残存エコー信号が受信デ
ータ信号より小さい上述の状態が再び得られる。
そして残存エコーの最終値は略々V_pp（１−β）
になる。 残存エコー信号の最終値を低減するためには変
換器の基準値を決定する係数βを１に近い値にす
るのが重要であること明らかである。しかし、１
に近すぎる値にすると、この変換器の出力は大部
分のサンプリング瞬時において零値を有し、収れ
ん時間が増大する。係数βとしては例えばβ＝
0.9の値を選択すると、小さい値の残存エコー信
号と理想的な収れん時間を同時に得ることができ
る。 以上の説明から、エコー消去装置の始動時にお
いて特にエコー信号が受信データ信号より大きい
場合には所定のサンプリング瞬時においてデジタ
ル２ビツト信号Ｅ（ｎ）は比較的高い値を有する
残存エコー信号に対し零値を示すことが起り得
る。この場合、エコー消去装置のフイルタ係数の
変更が行なわれず、エコー消去装置の収れん時間
が増大する。 短かい収れん時間が所望の場合には、残差信号
の検出ピーク値V_pで制御され、３ビツト以上の
デジタル残差信号Ｅ（ｎ）を発生する可制御ダイ
ナミツクアナログ−デジタル変換器を用いること
ができる。 一例として、第３図と同様に作図された第４図
に、アナログ残差信号ｅ（ｎ）の関数としての３
ビツトアナログ−デジタル変換器の応答Ｅ（ｎ）
を示す。デジタル残差信号Ｅ（ｎ）は＋１、−１、
＋２、−２及び０の５つの値を有し、これらは３
ビツトで符号化できる。縦軸には検出ピーク値
V_pに対応する２つの電圧＋V_p及び−V_pと、変換
器に使用する４つの限界電圧±βV_p及び±βV_p／
３をプロツトしてある。曲線Ｂは変換器の応答を
示す。これから明らかなように、デジタル残差信
号Ｅ（ｎ）が零値を有するアナログ残差信号ｅ
（ｎ）の範囲は２ビツト変換器の場合〔−βV_p〜
＋βV_p〕の代りに〔−βV_p／３〜＋βV_p／３〕に
減少する。これがため、多数のサンプリング瞬時
が残存エコー信号を減少しようとするフイルタ係
数の変更を生じる結果となり、収れん時間の減少
が得られる。残存エコー信号の最終値は２個の順
次の限界値間の差2βV_p／３と無関係に常にV_pp
（１−β）である。 第４図においては、変換器に用いる４つの限界
電圧は均等に分布させて、変換法則がリニアにな
るようにしてあるが、これら限界電圧は上記とは
異なる態様に分布させて所定の場合においてエコ
ー消去装置の高速収れんに対し一層好適な変換法
則が得られるようにすることもできる。 最後に、残差信号のレベルで制御される多数ビ
ツトの可制御ダイナミツク変換を用いるのが極め
て良いが、収れん時間の減少は次第に小さくなる
ので、あるビツト数以上では変換器のコスト高に
みあう利点は得られなくなる。 可制御ダイナミツクでない変換器を用い、変換
器のステツプサイズに応じた残存エコー信号を生
ずる従来のエコー消去装置に対し、残差信号のレ
ベルにより制御される可制御ダイナミツク変換器
を用いる本発明エコー消去装置は変換器のステツ
プサイズと無関係に小さな残存エコー信号V_pp
（１−β）を発生する利点を有する。 本発明エコー消去装置の用途はベースバンドの
データ伝送に関する上述の例に限定されるもので
はなく、音声帯域のデータ伝送に用い、残差信号
のデジタル信号を用いてデジタルフイルタの係数
を調整することもできる。また、本発明エコー消
去装置はプレシンクロナスデータ伝送システムに
用いて１ビツト変換器を用いるエコー消去装置よ
りも収れん時間を短縮することもできる。更にま
た、本発明エコー消去装置は電話信号用伝送シス
テムにも好適に使用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明エコー消去装置の一例のブロツ
ク図、第２図はエコー消去装置のフイルタ係数の
制御回路のブロツク図、第３及び４図は２ビツト
及び３ビツトアナログ−デジタル変換器の残差信
号の関数としての応答をそれぞれ示す図である。 １……単方向送信路、２……単方向受信路、３
……双方向伝送路、４……ハイグリツド接合、５
……平衡インピーダンス、６……データソース、
８……エンコーダ、９……受信機、１０……クロ
ツク抽出回路、１１……可制御デジタル信号処理
装置（デジタルフイルタ）、１２……制御回路、
１３……デジタル−アナログ変換器、１４……差
回路、１５……サンプルホールド回路、１８……
アナログ−デジタル変換回路、２０……バス、２
１……低域フイルタ、３１……ピーク検出回路、
３２……減衰回路、２２，２３……乗算器、２４
……加算器、２５……遅延回路、Ｄ（ｎ）……送
信データ信号、ｓ（ｔ）……受信データ信号、ε
（ｔ）……エコー信号、ε＾（ｔ）……合成エコー
信号、ｅ（ｎ）……アナログ残差信号、V_p……ピ
ーク値、βV_p……基準信号、Ｅ（ｎ）……デジタ
ル残差信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ４線−２線結合器の４線側に接続された互に
   反対方向の信号方向を有する第１及び第２単方向
   伝送路間に接続され、第１伝送路の信号に応答し
   て第２伝送路に生ずるエコーを消去する装置であ
   つて、 第１伝送路に接続され且つ制御信号を受信し、
   第１伝送路の信号及び該制御信号に応答して合成
   エコー信号を発生する可制御デジタルフイルタ装
   置と、 第２伝送路の信号と前記可制御デジタルフイル
   タ装置により発生された合成エコー信号との差か
   ら成る残差信号を発生する差回路と、 残差信号のサンプル値をデジタル制御信号に変
   換し、該制御信号を前記可制御デジタルフイルタ
   装置の制御信号入力端に供給するアナログ−デジ
   タル変換器とを具えたエコー消去装置において、 前記アナログ変換器は残差信号のレベルを検出
   する回路から取り出されるダイナミツク制御信号
   により制御されるダイナミツク特性を有し、残差
   信号を少なくとも２ビツトの信号に変換するもの
   であつて、前記デジタルフイルタ装置がこの２ビ
   ツトの信号を受けて該信号に相当するデジタル離
   散値を用いてデジタルフイルタの係数を修正して
   合成エコー信号を発生するようにしたことを特徴
   とするエコー消去装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の装置において、
   ダイナミツク制御信号は、残差信号のピーク値を
   検出する検出回路から減衰回路を介して取り出す
   ようにしたことを特徴とするエコー消去装置。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の装置において、
   減衰回路の出力信号はアナログ−デジタル変換器
   において変換すべき残差信号が比較される２つの
   限界値信号を形成するために使用する基準信号と
   し、２つの限界値信号は互いに逆極性で、減衰回
   路の出力信号の振幅に等しい振幅を有するものと
   したことを特徴とするエコー消去装置。 ４ 特許請求の範囲第２項又は第３項記載の装置
   において、アナログ−デジタル変換器は残差信号
   を減衰回路の出力信号の振幅に等しい振幅を有す
   る互いに逆極性の２つの限界値信号と比較して２
   ビツトデジタル信号を形成し、該２ビツトデジタ
   ル信号は残差信号が正の限界値信号より大きいと
   き又は負の限界値信号より小さいときに値＋１又
   は−１を有し、残差信号が２つの限界値信号間に
   あるときは値０を有するようにしたことを特徴と
   するエコー消去装置。 ５ 特許請求の範囲第２項、第３項又は第４項記
   載の装置において、減衰回路の減衰係数は１に近
   い値に調整したことを特徴とするエコー消去装
   置。