JPH0145645B2 - - Google Patents
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- JPH0145645B2 JPH0145645B2 JP13200480A JP13200480A JPH0145645B2 JP H0145645 B2 JPH0145645 B2 JP H0145645B2 JP 13200480 A JP13200480 A JP 13200480A JP 13200480 A JP13200480 A JP 13200480A JP H0145645 B2 JPH0145645 B2 JP H0145645B2
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- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 5
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
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- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/468—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC characterised by reference voltage circuitry, e.g. soft start, remote shutdown
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流安定化電源装置の出力電圧スロー
スタート回路に関する。
スタート回路に関する。
一般に、直流安定化電源装置の出力電圧スロー
スタート回路は直流の出力電圧を検出し、これを
比較電圧と比較して誤差増幅し、誤差増幅後の電
圧レベルにより出力電圧を一定に制御する直流安
定化電源装置の起動時に出力側のコンデンサに過
大な充電電流が流れたり、直流安定化電源装置の
内部の半導体素子等に過大な負荷がかかりこれら
を破壊することを防止し、さらに直流安定化電源
装置の内に過電流検出回路が設けられている場合
にはこれが動作することを防止するためのもので
ある。
スタート回路は直流の出力電圧を検出し、これを
比較電圧と比較して誤差増幅し、誤差増幅後の電
圧レベルにより出力電圧を一定に制御する直流安
定化電源装置の起動時に出力側のコンデンサに過
大な充電電流が流れたり、直流安定化電源装置の
内部の半導体素子等に過大な負荷がかかりこれら
を破壊することを防止し、さらに直流安定化電源
装置の内に過電流検出回路が設けられている場合
にはこれが動作することを防止するためのもので
ある。
以下に、従来の直流安定化電源装置の出力電圧
スロースタート回路の例を図面を参照して説明す
る。
スロースタート回路の例を図面を参照して説明す
る。
第１図は従来の直流安定化電源装置の出力電圧
スロースタート回路の第１の例を示す回路図であ
る。
スロースタート回路の第１の例を示す回路図であ
る。
第１図において、誤差増幅器１０の出力電圧Ｃ
の電圧レベルに応じて直流安定化電源装置の出力
の供給は制御され、誤差増幅器１０の入力電圧Ａ
より入力電圧Ｂの方が高ければ電源出力は最大に
供給され、逆の場合には電源出力は全く供給され
ないように制御される。また誤差増幅器１０の入
力インピーダンスは抵抗１〜６のそれより十分大
きく増幅度も十分に大きい。抵抗２〜４は出力電
圧＋V0Sを適当に分圧し、誤差増幅器１０の入力
電圧Ａに出力電圧＋V0Sに応じた分圧電圧を供給
するための抵抗であり、さらに抵抗４は電源の出
力オフ時に誤差増幅器１０の入力電圧Ｂよりも入
力電圧Ａの方が電圧が高くなるようにして電源の
出力が完全にオフにされるよう誤差増幅器１０の
出力電圧Ｃの電圧を完全にロウレベルかまたはハ
イレベルにするための抵抗である。抵抗５，６は
スイツチ９がオフしてから十分に時間が経過した
時基準電圧Vrefをこれらの抵抗値により分圧して
誤差増幅器１０の入力電圧Ｂとして供給し、さら
にスイツチ９がオフになつた時に、充放電用コン
デンサ８と共に時定数回路を構成するための抵抗
である。ここで、スイツチ９は電源出力のオン・
オフ用である。抵抗１は電源出力インピーダンス
が大きい場合に基準電圧Vrefからの電源の流れ込
みにより電源出力オフ時に出力電圧＋V0Sが上昇
するのを防止するための抵抗であり、一般に電源
出力にダミー抵抗が接続されている場合には省略
される。抵抗７は放電用である。なおVccはバイ
アス電源電圧である。
の電圧レベルに応じて直流安定化電源装置の出力
の供給は制御され、誤差増幅器１０の入力電圧Ａ
より入力電圧Ｂの方が高ければ電源出力は最大に
供給され、逆の場合には電源出力は全く供給され
ないように制御される。また誤差増幅器１０の入
力インピーダンスは抵抗１〜６のそれより十分大
きく増幅度も十分に大きい。抵抗２〜４は出力電
圧＋V0Sを適当に分圧し、誤差増幅器１０の入力
電圧Ａに出力電圧＋V0Sに応じた分圧電圧を供給
するための抵抗であり、さらに抵抗４は電源の出
力オフ時に誤差増幅器１０の入力電圧Ｂよりも入
力電圧Ａの方が電圧が高くなるようにして電源の
出力が完全にオフにされるよう誤差増幅器１０の
出力電圧Ｃの電圧を完全にロウレベルかまたはハ
イレベルにするための抵抗である。抵抗５，６は
スイツチ９がオフしてから十分に時間が経過した
時基準電圧Vrefをこれらの抵抗値により分圧して
誤差増幅器１０の入力電圧Ｂとして供給し、さら
にスイツチ９がオフになつた時に、充放電用コン
デンサ８と共に時定数回路を構成するための抵抗
である。ここで、スイツチ９は電源出力のオン・
オフ用である。抵抗１は電源出力インピーダンス
が大きい場合に基準電圧Vrefからの電源の流れ込
みにより電源出力オフ時に出力電圧＋V0Sが上昇
するのを防止するための抵抗であり、一般に電源
出力にダミー抵抗が接続されている場合には省略
される。抵抗７は放電用である。なおVccはバイ
アス電源電圧である。
次に、第１図に示す従来例の動作について簡単
に説明する。
に説明する。
いま、電源出力オフ時、すなわち、スイツチ９
がオン時には誤差増幅器１０の入力電圧Ａは入力
電圧Ｂより大きく誤差増幅器１０の出力電圧Ｃは
完全にロウレベルかまたはハイレベルとなり、電
源出力は完全にオフ状態となるようになつてい
る。
がオン時には誤差増幅器１０の入力電圧Ａは入力
電圧Ｂより大きく誤差増幅器１０の出力電圧Ｃは
完全にロウレベルかまたはハイレベルとなり、電
源出力は完全にオフ状態となるようになつてい
る。
次にスイツチ９がオフになると、誤差増幅器１
０の入力電圧Ｂは抵抗５，６の抵抗値と充放電用
コンデンサ８の静電容量により定まる時定数によ
り徐々に上昇し、入力電圧Ａにほぼ等しくなると
誤差増幅器１０の出力電圧Ｃの電圧レベルが変化
し出力電圧＋V0Sが現われ、入力電圧Ａもこれに
伴い上昇する。
０の入力電圧Ｂは抵抗５，６の抵抗値と充放電用
コンデンサ８の静電容量により定まる時定数によ
り徐々に上昇し、入力電圧Ａにほぼ等しくなると
誤差増幅器１０の出力電圧Ｃの電圧レベルが変化
し出力電圧＋V0Sが現われ、入力電圧Ａもこれに
伴い上昇する。
入力電圧Ａよりも入力電圧Ｂが高ければ電源の
出力は最大に供給され、逆の場合には電源の出力
は全く供給されなくなるから、入力電圧Ａと入力
電圧Ｂはほぼ同一値で上昇して行く。つまり、出
力電圧＋V0Sは抵抗５，６と充放電用コンデンサ
８の時定数回路による入力電圧Ｂの電圧上昇に伴
つて徐々に上昇することになり、最終的には入力
電圧Ａの電圧値が基準電圧Vrefを抵抗５と６で分
圧した値と同一値になる値まで上昇し以後一定に
保たれる。
出力は最大に供給され、逆の場合には電源の出力
は全く供給されなくなるから、入力電圧Ａと入力
電圧Ｂはほぼ同一値で上昇して行く。つまり、出
力電圧＋V0Sは抵抗５，６と充放電用コンデンサ
８の時定数回路による入力電圧Ｂの電圧上昇に伴
つて徐々に上昇することになり、最終的には入力
電圧Ａの電圧値が基準電圧Vrefを抵抗５と６で分
圧した値と同一値になる値まで上昇し以後一定に
保たれる。
しかしながら、第１図に示す直流安定化電源装
置の出力電圧スロースタート回路は、以上説明し
たように電源出力のオン時に誤差増幅器の二つの
入力電圧の範囲つまり同相入力電圧範囲を大きく
変化させることになり、誤差電圧である出力電圧
Ｃを発生するための動作点、すなわち、比較電圧
である入力電圧Ｂが変動するので、誤差増幅器に
同相入力電圧範囲の大きなものを使用しなければ
ならないという欠点があつた。
置の出力電圧スロースタート回路は、以上説明し
たように電源出力のオン時に誤差増幅器の二つの
入力電圧の範囲つまり同相入力電圧範囲を大きく
変化させることになり、誤差電圧である出力電圧
Ｃを発生するための動作点、すなわち、比較電圧
である入力電圧Ｂが変動するので、誤差増幅器に
同相入力電圧範囲の大きなものを使用しなければ
ならないという欠点があつた。
このため、同相入力電圧範囲が小さい誤差増幅
回路を使用することが考えられた。
回路を使用することが考えられた。
第２図は従来の第２の例を示す回路図で誤差増
幅回路として同相入力電圧範囲が小さいものを使
用した直流安定化電源装置の出力電圧スロースタ
ート回路である。
幅回路として同相入力電圧範囲が小さいものを使
用した直流安定化電源装置の出力電圧スロースタ
ート回路である。
誤差増幅器１５の入力電圧Ａが入力電圧Ｂより
も電圧が高い時に、誤差増幅器１５の出力電圧Ｃ
の電圧がロウレベルとなり電源の出力は供給され
ないように制御される。
も電圧が高い時に、誤差増幅器１５の出力電圧Ｃ
の電圧がロウレベルとなり電源の出力は供給され
ないように制御される。
誤差増幅器１５の出力インピーダンスは抵抗１
３および１４に比べて大きく、入力インピーダン
スは抵抗１１，１２に比べて十分大きく、また抵
抗１４は抵抗１３に比べて十分小さいものとす
る。
３および１４に比べて大きく、入力インピーダン
スは抵抗１１，１２に比べて十分大きく、また抵
抗１４は抵抗１３に比べて十分小さいものとす
る。
抵抗１１と抵抗１２は出力電圧＋V0Sを分圧し
誤差増幅器１５の一方の入力に供給するための抵
抗、抵抗１３はコンデンサ１７と共に時定数回路
を構成しており、抵抗１４は放電用抵抗、ダイオ
ード１６はスイツチ１８のオフ時すなわち電源出
力のオン時に誤差増幅器１５の出力電圧Ｃの電圧
をコンデンサ１７の電圧にクランプさせるための
ダイオードである。スイツチ１８は電源出力のオ
ン・オフ用である。またVrefは基準電圧、Vccは
バイアス電源電圧である。
誤差増幅器１５の一方の入力に供給するための抵
抗、抵抗１３はコンデンサ１７と共に時定数回路
を構成しており、抵抗１４は放電用抵抗、ダイオ
ード１６はスイツチ１８のオフ時すなわち電源出
力のオン時に誤差増幅器１５の出力電圧Ｃの電圧
をコンデンサ１７の電圧にクランプさせるための
ダイオードである。スイツチ１８は電源出力のオ
ン・オフ用である。またVrefは基準電圧、Vccは
バイアス電源電圧である。
次に、第２図に示す第２の従来例についてその
動作を簡単に説明する。
動作を簡単に説明する。
本回路を用いた電源装置は誤差増幅器１５の出
力電圧Ｃの電圧レベルが低い時電源の出力の供給
は少なく、電圧レベルが高いとき電源の出力の供
給は多くなるように制御される。
力電圧Ｃの電圧レベルが低い時電源の出力の供給
は少なく、電圧レベルが高いとき電源の出力の供
給は多くなるように制御される。
いま、スイツチ１８がオン状態の時、誤差増幅
器１５の出力電圧Ｃの電圧は誤差増幅器１５の入
力電圧Ａより入力電圧Ｂの方が電圧が高いため完
全にハイレベルを出力しようとするがダイオード
１６を介してバイアス電源電圧Vccを抵抗１３，
１４で分圧した電圧にクランプされ、抵抗１４は
抵抗１３に比べて十分小さいため、出力電圧Ｃは
十分低いレベルとなり、電源出力は完全にオフさ
れる。
器１５の出力電圧Ｃの電圧は誤差増幅器１５の入
力電圧Ａより入力電圧Ｂの方が電圧が高いため完
全にハイレベルを出力しようとするがダイオード
１６を介してバイアス電源電圧Vccを抵抗１３，
１４で分圧した電圧にクランプされ、抵抗１４は
抵抗１３に比べて十分小さいため、出力電圧Ｃは
十分低いレベルとなり、電源出力は完全にオフさ
れる。
次にスイツチ１８をオフにすると、コンデンサ
１７の電圧は抵抗１３の抵抗値とコンデンサ１７
の静電容量により定まる時定数により徐々に上昇
し、同時に出力電圧Ｃもコンデンサ１７の電圧に
クランプされながら徐々に上昇する。この時電源
の出力も徐々に供給され、出力電圧＋V0Sも徐々
に上昇する。そして、出力電圧＋V0Sが十分上昇
して、誤差増幅器１５の入力電圧Ａが入力電圧
Ｂ、すなわち、基準電圧Vrefとほぼ同じになつた
時、ダイオード１６は非導通となり、抵抗１３と
コンデンサ１７の時定数回路は誤差増幅器１５の
出力電圧Ｃと無関係になり、以後出力電圧＋V0S
は一定に保たれるよう制御される。
１７の電圧は抵抗１３の抵抗値とコンデンサ１７
の静電容量により定まる時定数により徐々に上昇
し、同時に出力電圧Ｃもコンデンサ１７の電圧に
クランプされながら徐々に上昇する。この時電源
の出力も徐々に供給され、出力電圧＋V0Sも徐々
に上昇する。そして、出力電圧＋V0Sが十分上昇
して、誤差増幅器１５の入力電圧Ａが入力電圧
Ｂ、すなわち、基準電圧Vrefとほぼ同じになつた
時、ダイオード１６は非導通となり、抵抗１３と
コンデンサ１７の時定数回路は誤差増幅器１５の
出力電圧Ｃと無関係になり、以後出力電圧＋V0S
は一定に保たれるよう制御される。
第３図は、従来の第３の例を示す回路図で、誤
差増幅回路として同相入力電圧範囲が小さいもの
を使用した直流安定化電源装置の出力電圧スロー
スタート回路である。
差増幅回路として同相入力電圧範囲が小さいもの
を使用した直流安定化電源装置の出力電圧スロー
スタート回路である。
第３図の場合は第２図に示す従来例と、コンデ
ンサ１７の接続とこれに関係する接続が異なるも
のである。このため、誤差増幅器１５の入力電圧
Ａが入力電圧Ｂよりも高いときに出力電圧Ｃがハ
イレベルとなり電源の出力は供給されないように
制御される。
ンサ１７の接続とこれに関係する接続が異なるも
のである。このため、誤差増幅器１５の入力電圧
Ａが入力電圧Ｂよりも高いときに出力電圧Ｃがハ
イレベルとなり電源の出力は供給されないように
制御される。
なお、第２図、第３図に於いて同一記号のもの
は同一機能を有している。
は同一機能を有している。
第３図についての動作についても第２図と同様
であるので説明を省略する。
であるので説明を省略する。
このように第２図、第３図の電源出力電圧スロ
ースタート回路を用いる場合、誤差増幅器には出
力インピーダンスの十分大きいものを使用しなけ
ればならないという制約があり、かつ電源の出力
側の負荷状態が異る場合に出力電圧の立ち上がり
時間が一定にならなく複数の電源の出力の投入シ
ーケンスを構成する場合に不都合であるという欠
点があつた。
ースタート回路を用いる場合、誤差増幅器には出
力インピーダンスの十分大きいものを使用しなけ
ればならないという制約があり、かつ電源の出力
側の負荷状態が異る場合に出力電圧の立ち上がり
時間が一定にならなく複数の電源の出力の投入シ
ーケンスを構成する場合に不都合であるという欠
点があつた。
すなわち、従来の直流安定化電源装置の出力電
圧スロースタート回路は、誤差増幅器として同相
入力電圧範囲の大きなものを使用しなければなら
なかつたり、出力インピーダンスの大きなものを
使用しなければならず、また、負荷変動により出
力電圧の立上時間が変動するという欠点があつ
た。
圧スロースタート回路は、誤差増幅器として同相
入力電圧範囲の大きなものを使用しなければなら
なかつたり、出力インピーダンスの大きなものを
使用しなければならず、また、負荷変動により出
力電圧の立上時間が変動するという欠点があつ
た。
本発明の目的は同相入力電圧範囲の大小および
出力インピーダンスの大小に関係なく誤差増幅器
を選択でき、さらに電源の出力の負荷状態に無関
係に電源の出力電圧を一定時間で徐々に上昇せし
めることができる直流安定化電源装置の出力電圧
スロースタート回路を提供することにある。
出力インピーダンスの大小に関係なく誤差増幅器
を選択でき、さらに電源の出力の負荷状態に無関
係に電源の出力電圧を一定時間で徐々に上昇せし
めることができる直流安定化電源装置の出力電圧
スロースタート回路を提供することにある。
本発明の直流安定化電源装置の出力電圧スロー
スタート回路は、直流安定化電源装置から供給さ
れる出力電圧を分圧して分圧電圧を出力する分圧
回路と、第１の入力端子に供給される前記分圧電
圧と第２の入力端子に供給される基準電圧との誤
差に応じた誤差電圧を出力する誤差増幅器と、直
列接続されたスイツチと第１の抵抗と第２の抵抗
とからなりバイアス電源の両端に接続された第１
の直列回路と、前記第１の入力端子に接続された
ダイオードと第３の抵抗と前記バイアス電源の一
端に接続された充放電用コンデンサとが直列接続
されてなり前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との
接続点に前記第３の抵抗と前記充放電用コンデン
サとの接続点が接続されている第２の直列回路と
を含んで構成される。
スタート回路は、直流安定化電源装置から供給さ
れる出力電圧を分圧して分圧電圧を出力する分圧
回路と、第１の入力端子に供給される前記分圧電
圧と第２の入力端子に供給される基準電圧との誤
差に応じた誤差電圧を出力する誤差増幅器と、直
列接続されたスイツチと第１の抵抗と第２の抵抗
とからなりバイアス電源の両端に接続された第１
の直列回路と、前記第１の入力端子に接続された
ダイオードと第３の抵抗と前記バイアス電源の一
端に接続された充放電用コンデンサとが直列接続
されてなり前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との
接続点に前記第３の抵抗と前記充放電用コンデン
サとの接続点が接続されている第２の直列回路と
を含んで構成される。
すなわち、本発明の直流安定化電源装置のスロ
ースタート回路は、直流の出力電圧を検出し、基
準電圧と比較して誤差増幅し、誤差増幅後の電圧
レベルにより出力電圧が一定になるように制御す
る方式の直流安定化電源装置において、直流電源
出力に少なくとも抵抗２個が直列に接続されて成
る分圧回路が接続され、誤差増幅器の二つの入力
の一方に前記分圧回路の分圧点が接続され、他方
に基準電圧が接続され、さらに前記分圧点がダイ
オードと抵抗の直列回路を介して充放電用コンデ
ンサの正極側に接続され、また前記コンデンサの
正極側と前記バイアス電源の一方の端子との間に
抵抗とスイツチの直列回路、前記コンデンサの正
極側と前記バイアス電源の他の端子との間に抵抗
が接続され、前記コンデンサの負極側が前記バイ
アス電源の零電位側の端子に接続され、前記スイ
ツチのオフ動作の時電源の出力電圧のスロースタ
ートが行われるように構成される。
ースタート回路は、直流の出力電圧を検出し、基
準電圧と比較して誤差増幅し、誤差増幅後の電圧
レベルにより出力電圧が一定になるように制御す
る方式の直流安定化電源装置において、直流電源
出力に少なくとも抵抗２個が直列に接続されて成
る分圧回路が接続され、誤差増幅器の二つの入力
の一方に前記分圧回路の分圧点が接続され、他方
に基準電圧が接続され、さらに前記分圧点がダイ
オードと抵抗の直列回路を介して充放電用コンデ
ンサの正極側に接続され、また前記コンデンサの
正極側と前記バイアス電源の一方の端子との間に
抵抗とスイツチの直列回路、前記コンデンサの正
極側と前記バイアス電源の他の端子との間に抵抗
が接続され、前記コンデンサの負極側が前記バイ
アス電源の零電位側の端子に接続され、前記スイ
ツチのオフ動作の時電源の出力電圧のスロースタ
ートが行われるように構成される。
次に、本発明の実施例について図面を参照して
説明する。
説明する。
第４図は本発明の第１の実施例を示す回路図
で、電源の出力電圧が正の場合である。
で、電源の出力電圧が正の場合である。
第４図において、誤差増幅器２９の入力インピ
ーダンスは抵抗２１〜２６に比べて十分大きく、
かつその増幅度も十分大きい。電源の出力は誤差
増幅器２９の出力電圧Ｃの電圧レベルにより制御
され、誤差増幅器２９の入力電圧Ａより入力電圧
Ｂの方が電圧が高ければ電源出力は最大に供給さ
れ、逆の場合には電源の出力は供給されないよう
に制御される。
ーダンスは抵抗２１〜２６に比べて十分大きく、
かつその増幅度も十分大きい。電源の出力は誤差
増幅器２９の出力電圧Ｃの電圧レベルにより制御
され、誤差増幅器２９の入力電圧Ａより入力電圧
Ｂの方が電圧が高ければ電源出力は最大に供給さ
れ、逆の場合には電源の出力は供給されないよう
に制御される。
抵抗２２，２３は出力電圧＋V0Sを適当に分圧
し、誤差増幅器２９の入力電圧Ａとして出力電圧
＋V0Sに応じた分圧電圧を供給し、かつ、コンデ
ンサ２８と抵抗２４，２５と共にスイツチ３０の
オフ時に時定数回路を構成する。ダイオード２７
はスイツチ３０のオン時と、オフ時の過渡状態に
おいて、抵抗２５，２６とコンデンサ２８で構成
される回路と抵抗２１〜２３で構成される回路と
を抵抗２４を介して結合し、スイツチ３０のオフ
時の定常状態においては前記二つの回路を互いに
無関係にするためのダイオードである。抵抗２６
はコンデンサ２８の充電用の抵抗でスイツチ３０
のオン時にコンデンサ２８を充電し、誤差増幅器
２９の入力電圧Ａを入力電圧Ｂより高くし、誤差
増幅器２９の出力電圧Ｃの電圧レベルを電源の出
力が完全に供給されないようにする。抵抗２１は
抵抗２２〜２５と比べて抵抗値が十分小さく電源
の出力インピーダンスを小さくするための抵抗で
あり、一般に電源出力にダミー抵抗が接続されて
いる場合には省略される。Vrefは基準電圧であ
る。
し、誤差増幅器２９の入力電圧Ａとして出力電圧
＋V0Sに応じた分圧電圧を供給し、かつ、コンデ
ンサ２８と抵抗２４，２５と共にスイツチ３０の
オフ時に時定数回路を構成する。ダイオード２７
はスイツチ３０のオン時と、オフ時の過渡状態に
おいて、抵抗２５，２６とコンデンサ２８で構成
される回路と抵抗２１〜２３で構成される回路と
を抵抗２４を介して結合し、スイツチ３０のオフ
時の定常状態においては前記二つの回路を互いに
無関係にするためのダイオードである。抵抗２６
はコンデンサ２８の充電用の抵抗でスイツチ３０
のオン時にコンデンサ２８を充電し、誤差増幅器
２９の入力電圧Ａを入力電圧Ｂより高くし、誤差
増幅器２９の出力電圧Ｃの電圧レベルを電源の出
力が完全に供給されないようにする。抵抗２１は
抵抗２２〜２５と比べて抵抗値が十分小さく電源
の出力インピーダンスを小さくするための抵抗で
あり、一般に電源出力にダミー抵抗が接続されて
いる場合には省略される。Vrefは基準電圧であ
る。
次に、第４図に示す実施例の動作について、第
５図を用いて説明する。
５図を用いて説明する。
いま、スイツチ３０がオン時には誤差増幅器２
９の入力電圧Ａは入力電圧Ｂよりも電圧が高く誤
差電圧である出力電圧Ｃの電圧レベルは電源の出
力が完全に供給されないようになり、出力電圧＋
V0Sは現われない。
９の入力電圧Ａは入力電圧Ｂよりも電圧が高く誤
差電圧である出力電圧Ｃの電圧レベルは電源の出
力が完全に供給されないようになり、出力電圧＋
V0Sは現われない。
次に、スイツチ３０がオンからオフになるとコ
ンデンサ２８の電荷はコンデンサ２８の静電容量
と抵抗２２〜２５の抵抗値で決められる時定数に
より放電し、コンデンサ２８の電圧つまり充放電
電圧Ｄは徐々に降下し、同様に誤差増幅器２９の
入力電圧Ａも徐々に降下していきついには入力電
圧Ｂとほぼ同一となる。ところがこの間入力電圧
Ａの方が入力電圧Ｂよりも高いので出力電圧＋
V0Sは現われないままであり、入力電圧Ａ、充放
電電圧Ｄ、出力電圧＋V0Sの各電圧波形は第５図
の期間T1のようになる。
ンデンサ２８の電荷はコンデンサ２８の静電容量
と抵抗２２〜２５の抵抗値で決められる時定数に
より放電し、コンデンサ２８の電圧つまり充放電
電圧Ｄは徐々に降下し、同様に誤差増幅器２９の
入力電圧Ａも徐々に降下していきついには入力電
圧Ｂとほぼ同一となる。ところがこの間入力電圧
Ａの方が入力電圧Ｂよりも高いので出力電圧＋
V0Sは現われないままであり、入力電圧Ａ、充放
電電圧Ｄ、出力電圧＋V0Sの各電圧波形は第５図
の期間T1のようになる。
次に、入力電圧Ａと入力電圧Ｂとがほぼ同一に
なると電源の出力は供給され始め、出力電圧＋
V0Sも現われ始める。ここで、入力電圧Ａよりも
入力電圧Ｂの方が電圧が高い場合、電源の出力は
最大に供給され、逆の場合電源の出力は供給が絶
たれるため入力電圧Ａと入力電圧Ｂは同一になる
ように制御される。つまり、コンデンサ２８が放
電し、充放電電圧Ｄが降下していくと共に出力電
圧＋V0Sが徐々に上昇し入力電圧Ａを入力電圧Ｂ
と同一に保つ。この時出力電圧＋V0Sの上昇及び
充放電電圧Ｄの降下の時定数はコンデンサ２８の
静電容量と抵抗２４，２５の抵抗値によつて決め
られる。充放電電圧Ｄの電圧降下が進み入力電圧
Ａとほぼ同一になるとダイオード２７は非導通と
なり入力電圧Ａは出力電圧＋V0Sが抵抗２２と２
３で分圧される状態になり、この分圧された電圧
値は基準電圧Vrefに等しいから、この時出力電圧
＋V0Sの値は抵抗２２，２３の抵抗値をそれぞれ
r22，r23としてVref（r22＋r23）／r23となる。
なると電源の出力は供給され始め、出力電圧＋
V0Sも現われ始める。ここで、入力電圧Ａよりも
入力電圧Ｂの方が電圧が高い場合、電源の出力は
最大に供給され、逆の場合電源の出力は供給が絶
たれるため入力電圧Ａと入力電圧Ｂは同一になる
ように制御される。つまり、コンデンサ２８が放
電し、充放電電圧Ｄが降下していくと共に出力電
圧＋V0Sが徐々に上昇し入力電圧Ａを入力電圧Ｂ
と同一に保つ。この時出力電圧＋V0Sの上昇及び
充放電電圧Ｄの降下の時定数はコンデンサ２８の
静電容量と抵抗２４，２５の抵抗値によつて決め
られる。充放電電圧Ｄの電圧降下が進み入力電圧
Ａとほぼ同一になるとダイオード２７は非導通と
なり入力電圧Ａは出力電圧＋V0Sが抵抗２２と２
３で分圧される状態になり、この分圧された電圧
値は基準電圧Vrefに等しいから、この時出力電圧
＋V0Sの値は抵抗２２，２３の抵抗値をそれぞれ
r22，r23としてVref（r22＋r23）／r23となる。
以上、出力電圧＋V0Sが現われ始めてVref（r22＋
r23）／r23の値に丁度なるまでの入力電圧Ａ、充
放電電圧Ｄ、出力電圧＋V0Sの各電圧波形を第５
図の期間T2に示す。
r23）／r23の値に丁度なるまでの入力電圧Ａ、充
放電電圧Ｄ、出力電圧＋V0Sの各電圧波形を第５
図の期間T2に示す。
次に充放電電圧Ｄが入力電圧Ａとほぼ同一にな
りダイオード２７が非導通となると、抵抗２４，
２５、コンデンサ２８で構成される回路は誤差増
幅器２９の入力電圧Ａには無関係となり、以後充
放電電圧Ｄはさらに降下するが、出力電圧＋V0S
はVref（r22＋r23）／r23の値を保ち一定に制御され
る。この間の入力電圧Ａ、充放電電圧Ｄ、出力電
圧＋V0Sの各電圧波形を第５図期間T3に示す。
りダイオード２７が非導通となると、抵抗２４，
２５、コンデンサ２８で構成される回路は誤差増
幅器２９の入力電圧Ａには無関係となり、以後充
放電電圧Ｄはさらに降下するが、出力電圧＋V0S
はVref（r22＋r23）／r23の値を保ち一定に制御され
る。この間の入力電圧Ａ、充放電電圧Ｄ、出力電
圧＋V0Sの各電圧波形を第５図期間T3に示す。
今度は、逆にスイツチ３０のオン時、すなわ
ち、電源出力のオフ時には、抵抗２４〜２６の抵
抗値とコンデンサ２８の静電容量で決定される時
定数が電源出力側コンデンサの放電の時定数より
も大きければ出力電圧＋V0Sは前者の時定数で降
下していきついには0Vとなり、この時の入力電
圧Ａ、充放電電圧Ｄ、出力電圧＋V0Sの各電圧波
形は第５図期間T4に示される。
ち、電源出力のオフ時には、抵抗２４〜２６の抵
抗値とコンデンサ２８の静電容量で決定される時
定数が電源出力側コンデンサの放電の時定数より
も大きければ出力電圧＋V0Sは前者の時定数で降
下していきついには0Vとなり、この時の入力電
圧Ａ、充放電電圧Ｄ、出力電圧＋V0Sの各電圧波
形は第５図期間T4に示される。
ここで、抵抗２４〜２６の抵抗値とコンデンサ
２８の静電容量で決定される時定数が電源出力側
コンデンサの放電の時定数よりも小さければ出力
電圧は後者の時定数により降下する。
２８の静電容量で決定される時定数が電源出力側
コンデンサの放電の時定数よりも小さければ出力
電圧は後者の時定数により降下する。
さらに、以後入力電圧Ａ、充放電電圧Ｄの各電
圧上昇は抵抗２２〜２６の抵抗の抵抗値とコンデ
ンサ２８の静電容量で決定される時定数により行
われ、この模様は第５図期間T5に示され最終的
に上述した説明の最初の状態となる。
圧上昇は抵抗２２〜２６の抵抗の抵抗値とコンデ
ンサ２８の静電容量で決定される時定数により行
われ、この模様は第５図期間T5に示され最終的
に上述した説明の最初の状態となる。
このように、本発明の直流安定化電源装置の出
力電圧スロースタート回路は、電源出力の負荷状
態によらず確実に電源出力のスロースタートの時
間を一定にでき、かつ誤差増幅器は同相入力電圧
範囲の大小および出力インピーダンスの大小に無
関係に選択できる。
力電圧スロースタート回路は、電源出力の負荷状
態によらず確実に電源出力のスロースタートの時
間を一定にでき、かつ誤差増幅器は同相入力電圧
範囲の大小および出力インピーダンスの大小に無
関係に選択できる。
第６図は本発明の第２の実施例を示す回路図
で、出力電圧が負の場合についての本発明の実施
例であり、第４図に示す実施例と同一の機能を有
するものは同一の番号が付与されている。
で、出力電圧が負の場合についての本発明の実施
例であり、第４図に示す実施例と同一の機能を有
するものは同一の番号が付与されている。
Vref′は第２の基準電圧で誤差増幅器２９の入
力電圧Ｂを正方向にプルアツプするための抵抗で
ある。誤差増幅器２９は第４図について説明した
ものと同様に入力電圧Ａが入力電圧Ｂよりも高け
れば電源の出力の供給は絶たれ、逆の場合には電
源の出力は最大に供給されるように制御する。
力電圧Ｂを正方向にプルアツプするための抵抗で
ある。誤差増幅器２９は第４図について説明した
ものと同様に入力電圧Ａが入力電圧Ｂよりも高け
れば電源の出力の供給は絶たれ、逆の場合には電
源の出力は最大に供給されるように制御する。
動作については第４図と同様であるので説明を
省略する。
省略する。
なお、第４図、第６図に於いてスイツチ３０は
機械スイツチの如く描かれているがトランジスタ
等の半導体スイツチを用いて行つてもよいことは
勿論である。
機械スイツチの如く描かれているがトランジスタ
等の半導体スイツチを用いて行つてもよいことは
勿論である。
本発明の直流安定化電源装置の出力電圧スロー
スタート回路は、誤差増幅器に供給する比較電圧
を漸増させる代りに一定化する第２の直列回路を
誤差増幅器の出力端子に接続する代りに、第１の
入力端子に接続することにより誤差増幅器を一定
の基準電圧で動作させることができるとともに出
力インピーダンスの大小の影響を受けずまた負荷
変動に応じて変動する誤差電圧の変動の影響も受
けなくできるので、同相入力電圧範囲ならびに出
力インピーダンスがいずれも小さくても使用でき
るように誤差増幅器の使用条件を緩和できるとと
もに負荷変動にもかかわらず出力電圧の立上時間
を一定にできるという効果がある。
スタート回路は、誤差増幅器に供給する比較電圧
を漸増させる代りに一定化する第２の直列回路を
誤差増幅器の出力端子に接続する代りに、第１の
入力端子に接続することにより誤差増幅器を一定
の基準電圧で動作させることができるとともに出
力インピーダンスの大小の影響を受けずまた負荷
変動に応じて変動する誤差電圧の変動の影響も受
けなくできるので、同相入力電圧範囲ならびに出
力インピーダンスがいずれも小さくても使用でき
るように誤差増幅器の使用条件を緩和できるとと
もに負荷変動にもかかわらず出力電圧の立上時間
を一定にできるという効果がある。
すなわち、本発明の直流安定化電源装置の出力
電圧スロースタート回路は、誤差増幅器の同相入
力電圧範囲および出力インピーダンスの大小によ
らず、かつ電源出力の負荷状態に無関係に、常に
一定時間で行われる直流安定化電源の出力電圧の
スロースタートを行うことができるという効果が
ある。
電圧スロースタート回路は、誤差増幅器の同相入
力電圧範囲および出力インピーダンスの大小によ
らず、かつ電源出力の負荷状態に無関係に、常に
一定時間で行われる直流安定化電源の出力電圧の
スロースタートを行うことができるという効果が
ある。
第１図、第２図および第３図は従来の直流安定
化電源装置の出力電圧スロースタート回路の第１
〜第３の例を示す回路図、第４図は本発明の第１
の実施例を示す回路図、第５図は第４図に示す実
施例の各部の電圧の動作波形を示す動作波形図、
第６図は本発明の第２の実施例を示す回路図であ
る。 １〜７，１１〜１４，２１〜２６……抵抗、
８，１７，２８……コンデンサ、９，１８，３０
……スイツチ、１６，２７……ダイオード、１
０，１５，２９……誤差増幅器、＋V0S……正の
出力電圧、−V0S……負の出力電圧、Vref……第一
の基準電圧、Vref′……第二の基準電圧、Vcc……
バイアス電源電圧、Ａ……入力電圧、Ｂ……入力
電圧、Ｃ……出力電圧、Ｄ……充放電電圧。
化電源装置の出力電圧スロースタート回路の第１
〜第３の例を示す回路図、第４図は本発明の第１
の実施例を示す回路図、第５図は第４図に示す実
施例の各部の電圧の動作波形を示す動作波形図、
第６図は本発明の第２の実施例を示す回路図であ
る。 １〜７，１１〜１４，２１〜２６……抵抗、
８，１７，２８……コンデンサ、９，１８，３０
……スイツチ、１６，２７……ダイオード、１
０，１５，２９……誤差増幅器、＋V0S……正の
出力電圧、−V0S……負の出力電圧、Vref……第一
の基準電圧、Vref′……第二の基準電圧、Vcc……
バイアス電源電圧、Ａ……入力電圧、Ｂ……入力
電圧、Ｃ……出力電圧、Ｄ……充放電電圧。
Claims (1)
- １ 直流安定化電源装置から供給される出力電圧
を分圧して分圧電圧を出力する分圧回路と、第１
の入力端子に供給される前記分圧電圧と第２の入
力端子に供給される基準電圧との誤差に応じた誤
差電圧を出力する誤差増幅器と、直列接続された
スイツチと第１の抵抗と第２の抵抗とからなりバ
イアス電源の両端に接続された第１の直列回路
と、前記第１の入力端子に接続されたダイオード
と第３の抵抗と前記バイアス電源の一端に接続さ
れた充放電用コンデンサとが直列接続されてなり
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点に前
記第３の抵抗と前記充放電用コンデンサとの接続
点が接続されている第２の直列回路とを含むこと
を特徴とする直流安定化電源装置の出力電圧スロ
ースタート回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13200480A JPS5757320A (en) | 1980-09-22 | 1980-09-22 | Output voltage slow start circuit of stabilized dc power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13200480A JPS5757320A (en) | 1980-09-22 | 1980-09-22 | Output voltage slow start circuit of stabilized dc power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5757320A JPS5757320A (en) | 1982-04-06 |
| JPH0145645B2 true JPH0145645B2 (ja) | 1989-10-04 |
Family
ID=15071295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13200480A Granted JPS5757320A (en) | 1980-09-22 | 1980-09-22 | Output voltage slow start circuit of stabilized dc power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5757320A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4734518B2 (ja) * | 2006-02-02 | 2011-07-27 | シャープ株式会社 | 電源回路 |
-
1980
- 1980-09-22 JP JP13200480A patent/JPS5757320A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5757320A (en) | 1982-04-06 |
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