JPH01500949A

JPH01500949A - Ｄｃ対ｄｃ変換器用電流ポンプ

Info

Publication number: JPH01500949A
Application number: JP62504415A
Authority: JP
Inventors: ワード，マイケル・エイ・ブイ
Original assignee: コンバッション・エレクトロマグネチックス・インコーポレーテッド
Priority date: 1986-07-15
Filing date: 1987-07-14
Publication date: 1989-03-30
Also published as: AU7702587A; EP0274513A1; WO1988000768A1; EP0274513A4

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】ＤＣ対ＤＣ変換器用電流ポンプ本発明の分野本発明は、ＤＣ対ＤＣ変換器用電力供給システムに関する。

本発明と先行技術との背景容量性放電点火システムのコンデンサン充電するため、車輛蓄電池電圧ンより高い電圧に変換するＤＣＣＤＣｆ換器に対する必要性とそｎの実際の設計シ言、先行技術にお〜・て公知である。

これらの変換器は、一般には誘導電流をスイッチングする原理により動作し、従って、負荷条件に敏感であり、一般九は所望のように効率が良くなく、シばしば所望よりも裡雑である。

種々のパルスの電圧の減衰速度を下げるように（非パルス期間により分離さｎｒ、＝勉つかの点火パルスからなる）点火期間中に「ブースト（ｂｏｏｓ　ｔ　）電力」乞供給することが、ここに開示された更なる改良に対する基礎として本発明者によりここに開示さｎて〜・る。

不発明は、ＤＣＣＤＣｆ換器電源の新規な形式を備える。該ＤＣＣＤＣ変換器電源の新規な形式は、なかんずく蓄電素子としてコンデンサを使用しインダクタχ 用いないで、また、負荷に対して敏感でな（、効率が良く、単純であり、そして１点火放電回路の動作と同期して動作でき、従って、適度の電力レベルでも電力ブーストの成るレベルχ提供する。

本発明の目的本発明の主たる目的は、エネルギ蓄積素子としてコンデンサχ備え、単純で芙用的であり、規則正し℃・時間で放電され５る出力負荷コンデンサに電力を円滑に供給する電源でありて、前記の規則正しい時間での放電に同期して動作される場合に「同期式電流ポンプ」と呼ばれる電源を提供することである。該電源は、大きなコンデンサ、トランス、インダクタ、ダイオード及びスイッチからつくられ、出力ＣＤ回路の点火と同期して電流の［スラグ（ｓｌｕｇ）Ｊ　’ｔ’与えるＣＤ回路として動作する。一般に、この電源は１通常は負荷コンデンサの放電と同期して動作するので、実際には又、スパーク・パルス期間中に一層高い電圧を維持するために、該スパーク・パルス期間中に「ブースト電力」、即ち、高電力を供給する。

別の目的は、入力回路に唯一のスイッチを有する特別の単純な形式（単純化された電流ポンプ）を含む（即ち、インダクタが別でなく存在する場合蓄電池側のスイッチは、ダイオードとインダクタとに置換えられる）このような電流ポンプの幾つかの形式を提供することができる。

別の目的は、出力負荷コンデンサ及びダイオードに並列であるトランスの２次巻線間に同調及びフィードパ、り用の小さいコンデンサを含む、最適化され単純化された電流ポンプであって、該同調及びフィードパ、り用の小さいコンデンサの値は。

最適化された電流ポンプのタイミングと正の電気的エネルギーのフィードパ、りを提供丁べく回路原理により正確に決定される電流ポンプ乞提供することである。それは、高出力電力と。

非常に単純な低コスト設計と、＃電流ポンプが、この最適化さｎｒｓ回路により決定された。タイミングを取らｎ、ｙ、：方法で動作されるときに非常に＾効率と、を提供するためである。

他の特徴及び利点は、以下で指摘され、添付の図面と併せて読まれる場合に１本発明の概要と本発明の特に好ましい実施例の記載？含む以下の説明から明らかになるであろう。

本発明の概要本発明は、容量性放電（ＣＤ）点火回路の高電圧出力コンデンサを充電するのに主に用〜・られる新規のＤＣ対ＤＣ変換器（「電流ポンプ」と呼ばれる）を含む。電流ポンプは、エネルギーヲ蓄積するため蓄積コンデンサχ用い、ＣＤ回路の原理に基づいて、該蓄積コンデンサ及びトランスの１次にまたがった分路スイ、チン用いることにより電流ポンプ自身動作して、該蓄積コンデンサ乞放電しトランスの出力に接続された出力、即ち一負荷コンデンサを充電する。電流ポンプが電カブースト乞与えるために用いられるならば、該電流ポンプは、パルス点火の間にエネルギのスラグを供給するため点火パルスと同期して動作されることが好ましい。

電流ポンプの蓄積コンデンサのサイズは、「変換されり」出力コンデンサに対して非常に小さい値である。（それは、一般に、２〜１０　マイクロファラッドの範囲の出力コンデンサを有する４００ボルトＣＤ点火システムに対する出力コンデンサの実際の値より１０倍大きいオーダである。）ＦＥＴ半導半導体アイが、（エネルギを蓄積コンデンサから負荷コンデ／すに伝達するため）主エネルギ伝達用に用いられることが好ましい。

動作において、蓄積コンデンサは、蓄電池から（電圧逓倍により）２倍の蓄電池電圧に充電さｎ１次に（ＦＥＴ）スイッチを介して放電される。エネルギの放電の最初の半サイクルは、一般にエネルギの大部分乞負荷コンデンサに伝達する。

蓄積コンデンサの充電時間中、又は、エネルギ放電段階の最初のサイクルを除く任意の時間に１点火コンデンサは放電されつる。

このようにして、電源は、特に、負荷に敏感でなく、単純で、効率が良く、エネルギを負荷に最適に伝達するＣＤ回路と同期して動作できるＣＤシステムを使用のため与えられる。最適化さｎ単純化さ２−′した電流ポンプとして、この電源は、非常に高い電力出力と非常に高い効率とｔ提供するため正のフィードパ。

りと正確な同調とを用いる特に単純な電源ン意味する。

本発明は、車輛点火システム及び他の点火システムに用いられることができ、又、容量負荷形式の点火システム以外のものに用いられることができる。

図面の簡単な説明本発明の本質及び目的は、以下の図面ン参照して説明され記述されている。該以下の図面は、又１本発明の好ましい爽施例乞説明する。

第１図、放電回路に接続された電流ポンプであって、出力電圧乞調整し該放電回路及び自身乞動作させる制御装置を含む電流ポンプの包括的な形式を表わす。

第１ａ図から第１ｄ図までは、電流ポンプの好ましい実施例７表わす。

第２ａ図から第２ｅ図までは、単純化された同期式電流ポンプと放電回路とのそのパルス期間中の動作に対応した種々の波形を表わす。

第３ａ図及び第３ｂ図は、電流ポンプ型ＤＣ対ＤＣ変換器の２つの形式、即ち、入力ダイオードの代りにスイッチを有する第４図は、最初のリンギング・スパークｔつ（りため、かつ。

「電力ブースト」を与えるのＫも利用されるゲートパルス幅制御装置を始動させるため、必要な同期式電流ポンプ及び入力トリガ形成器／始動器の詳細回路図を表わす。

第５図は、同調及びフィードパ、り用のコンデンサとしてここで規定されるものと直列である出力インダクタが存在しない点を除いて第１ａ図の回路図と物理的に同一である最適化され単純化された電流ポンプの回路図を表わす。

第５ａ図から第５ｄ図までは、第５図に示された最適化され単純化された回路ポンプに対応する種々の波形を表わす。

好ましい実施例の説明第１図は、（４行程式の４気筒から８気筒エンジン用の）５０から１００ワ、トの出力電力で、又、約８０％の高効率で一般に動作するために設計された電流ポンプ型のＤＣＣＤＣ電力変換器１６の包括的な形式を示す。

好ましくは、該変換器は、以下で第３ｂ図を参照して、又。

他の所で説明されるように１点火中に一層高いピーク、即ち。

「ブースト」電力を与える能力を有する。主な用途において、該変換器は、容量Ｃ（又はＣＩ）マイクロファラッドのコンデンサ４χ充電するために用いろｎる。該コンデンサ４は、ＳＣＲ切換え素子５とダイオード７と乞含むＣＤシステム１１のコイルの１次巻線１と直列である。該ＣＤシステムの平衡部は、第１ａ図に示されるように点火装置の点火チップを含むことができ、また、他の負荷を備えることができる。

蓄電池１０により供給さｎるエネルギを容量Ｃｅ（又はＣｏ）のコンデンサ２８に半導体素子２６及びチ、−り・インダクタ３０Ｙ介して与えることと、端子１４ａに接続されたＣＤ回路１１のコンデンサ４に充電するために該蓄積されたエネルギを分路スイッチ３３（ＦＥＴとして図示）及び（巻数比Ｎの）トランス５１を介して放電することと、ン連続して行うことにより点火スイッチ９が閉にされる度に、電流ポンプ１３は動作する。典型的には、コンデンサ４（Ｃ）に蓄積されたピーク・エネルギは、コンデンサ２８（Ｃｅ）に蓄積されたピークよりはるかに大きく、この比を示すパラメータ「ラムダ」は次式で与えら几る。

ラムダ＝　（（Ｎ＊＊２　）＊Ｃ）／Ｃｅ（ここで「＊＊」は累乗を意味する。

）典型的には、ラムダは、１０から１００の範囲であり、コンデンサＣに蓄積されるピーク・エネルギがどの位大きいか、そして、コンデンサ４χ充電するのにどの位早く人が望むかに依存ｊる。ラムダは、電流ポンプがコンデンサＣを十分に光電するためにボンピングしなげればならないエネルギ放電段階の数として見られ５る。

この新規な設計の利点は、その単純さと、ＣＤ回路の放電に同期して動作する能力と、（特に、エネルギが出力回路に急速に伝送さｎなければならないブースト動作のもとで）放電回路１１を間違ってトリガするのを防ぐ電流及び電圧における向有の円滑な立上りと、負荷に対して敏感でないこと、即ち、変換された出力コンデンサ（Ｎ＊＊２）＊ＣはＣｅよりはるかに大きいので５ＣＲ５がオフかオンかであるかの点からみると、電流ポンプ１３はＣＤ回路１１の状態に対して敏感でないことと。

である。こうして、入力回路は、実際の目的に対して短絡回路であるものに作用するために設計される。

電流ポンプ１３のこの包括的な形式にお〜・て、素子２６は半導体スイッチ、又は、ダイオードでありえて、インダクタ６０はあってもなくてもよく、又、充電用半導体素子２９は、あってもなくてもよい。（該充電用半導体素子２９がない場合にはコンデンサ２８の充電は３１ａＹ介して起こる。）分路ＦＥＴスイ、チ３３間に示されるダイオード３６′（破線で図示）は該ＦＥＴに対して一体であり、コンデンサ２８の放電サイクルの第２の半分の電流サイクル乞導通するために用いられる。出力素子２５は、コンデンサ２８の充電段階と放電段階の第２の半分と、の中で出力回路に結合さｎている電力をいかに最も効率的に取扱うかに関連するファクタにより大きく支配さｎるであろう一組の講成要素でありうる。

これらの状態中に電圧■２は負であり、適切な設計をしてなけｎば電力を放散し、又、負荷コンデンサ４７光電するのに寄与しな℃・であろう。回路の省略部Ｅは、種々の制御フィルタ部品、又は、電力誘引又は制限部品の選択的な配置（又はなしＫすること）のための場所を示す。

本発明者は１回路制御装置がプロ、り１　（５／１９／２０　からつくられることを注目する。本発明者は、第１図の包括的な電流ポンプの制御が第１ａ図から第２ｅ図までを参照して与えられた制御に対応し、しかし、５ＣＲ５をトリガするゲート・クロック発振器２１が必要とされる第４図の制御に対応しないことを暗黙のうちに決めた。第２ａ図に示される波形出力を有する発振器を含む制御装置１６は、電流ポンプ制御装置と５ＣＲ５との両方馨パルスする信号を与える。

こうして、制御装置（１６／１９／２０）は、第２ａ図に参照される機能を実施することと。

入力１８にトリガを受信すると同時に、（リンギングスパークでありうる）最初のスパークｔトリガすることと、の２ＬＹ非常に単純に必要とし、該最初のスパーク中に電流ポンプ１３娶オフにして該スパークの終りで電流ポンプ１３を再始動させ、第２ａ図に示されるように続ける。

第１ａ図、第１ｂ図、第１Ｃ図及び第１ｄ図（出力段のみを図示）は、インダクタ３０が常に存在し切換え素子２６がダイオード２７ａである。電流ボンダの包括的な形式（第１図）の好ましい実施例である。ＦＥＴスイ、チ３３．コンデンサ２８及びコイル３１は、第１図を参照して既に説明されたエネルギ伝達の同じ機能を行う。コンデンサ２８の充電時間は、主にインダクタ３０と（コンデンサ２８と）により決定される。コンデンサ２８の典型的な５０マイクロファラ、ドの値に対して。

インダクタ３０は、１８０マイクロ秒の充電期間ＴＣ／２に対して約６０マイクロヘンリーの値Ｌ（又はＬＯ）を有することになろう（コイル３１の漏れインダクタンスとして第１ａ図及び第１ｃ図の場合に約１０マイクロヘンリーを加えるものと仮定する）。このような充電速度は、１２ボルト入力に対して約８０ワツトの電源出力に対応する。（そして、該充電は、共振した、即ち、電圧逓倍の充電であることに注目する。）インダクタ３００時定数Ｔ１は非常に長く、即ち１例えばＴＩ＝Ｌ／ｒ＝５０マイクロヘンリー７０．０２オ一ム＝２５００マイクロ秒であり、そのため、ＦＥＴスイ、チが約８０マイクロ秒間オンである間に流れる（ＩＯとして示される）短絡回路電流ＩＯ（第１図参照）は、インダクタ３０のインダクタンスにより（そしてその抵抗によらず）この場合には１０から２０アンペア・ピークの値に制限さｎる。これは、無視しうる抵抗損失に対応する。

電流ポンプの動作の重要な特徴は、ＦＥＴスイ、チ３３がそのピークの第２半サイクル近くで好ましくオフにされるので。

電ＩＩ　１２は電流ＩＯを相殺する傾向を有し、そこでＦＥＴＵ３を通る電流は、ターン・オフ時に低いか零（負）である。ＦＥＴがターン・オフすると同時に、充電電流ＩＯは、ここでコンデンサ２８’Ｙ充電するのに向けられ、零の最初の充電電流の代りに、コンデンサ２８の充電を早めるであろう電流が確立される。

第１ａ図は、コンデンサ２８の充電段階中にエネルギを（最小のエネルギ散逸で）蓄積し放出するため、コイル３１の出力にコンデンサ２５ａとインダクタ２５ａａと（リアクタンスの緩衝（ｓｎｕｂｂｉｎｇ）回路網）７ｆ！：配置することを特徴とする。

（負電圧極性の）エネルギは１巻線３１ａの両端の電圧降下のためコンデンサ２８の充電段階中に出力回路に結合される。腰巻＋１！１３１ａの両端の電圧降下は、全体の１次電圧ｖ１の分数Ｌｅ／ＬＫ等しい。ここでＬｅは１次式で与えられる１次巻線の漏れインダクタンスである。

Ｌｅ　＝Ｌｐｌ＊（１−に＊＊２）ここで、Ｌｐｌは、１次巻線３１Ｈの１次インダクタンスであり。

Ｋは、コイル３１ａの結合係数である。即ち１巻１！３１ａの両端間の電圧降下は、１次インダクタンス３１ａＹ流れる電流を生じ、該１次インダクタンス３１ａは、（既に説明したように３０のインダクタンスに対する３１ａの１次漏れインダクタンスＬｅに比例して）電力を出力巻［１ｂに結合する。緩衝回路網２５ａ／２５ａａ　は、設計ごとに異なるであろう。そして。

目標は、効率を最大にする２５ａと２５ａａの組合せを実験的に拾い上げることである。

この図においては、又、コイル６の２次巻線２と、出力の容量９及びスパーク・ギヤ、プ１０６と、を含む典型的な点火回路が示されている。

第１ｂ図は、バイパス充電素子２９（この場合ＳＣＲを図示）が存在することにより第１ａ図から主に異なる。これの主な不利な点は、余分な部品を必要とすることと、その部品が充電段階中に示す損失と、である。利点は、バイパス・インダクタ３１ａにおいて結合損失ｔなりシ、コイル３１ａが充電速度について有する影響をなくしたことである。この場合には、ダイオード２５ｂと（だいたい５０オームの）抵抗器２５ｃとが。

ダイオード２５ｋ１通る電流が小さいので出力において用いられる。

第１ｃ図は、その出力段忙おいて第１ａ図と異なり、該出力段は、２つの巻Ｍ５１　ｂ　ｂ及び３１ｂｃＹ有する中心タップされｒ２次３１ｂａＹ備える全波充電出力段を組込んでいる。巻線３ｉｂｃは１巻線３１ｂｂよりはるかに大きい巻数７有し。

１次巻？Ｒ３１ａから腰巻＋１３１３１ｂｃに結合される低い（入力）電圧を補償する≦これは１巻線３１ｂｃが、出力電位１４ａに（巻線３１ｂｂによりつくられる）打ち勝つため十分に高い出力電圧を生ずるためＫなされる。そのため、それは、負荷コンデンサ４を「みて」、コンデンサ２８の充電中に、又、コンデンサ２８の放電の第２の半サイクル中にすら、比較的小さいものではあるが、幾らかの充電を該負荷に対して寄与する。

コイル３１の別の有益な構成は、１次巻線３１ａと巻線３１ｂｂとの結合より１次巻＋ｌ１１３１ａと巻線３１ｂｃとの結合を一層緊密にすることである。このことは、コンデンサ２８の放電サイクルの一層短かい第２の半サイクルと、それに対応する比較的高い出力電圧と、（ＦＥＴ３３のターン・オフ中に電流ＩＯを相殺するための第２の半サイクルの一層高（・入力電流１１２と、）の２つの利益を与える。これは、磁気（好ましくはフェライト）コアの異なったアーム即ち部分に２つの２次巻ａ３ｉ　ｂｂ及び３１ｂｃを巻（ことと、１次巻線の一層多くが５巻紐３１ｂｃに一層強く結合するために該巻線３１ｂｃとコーリニヤ（ｃｏｌｉｎｅａｒ）に巻かれる状態で、上記２つの２次巻緑３１ｂｂ及び３１ｂｃの間に１次の巻数を分配することと、によりなし遂げられることができる。

しかしながら、第１ｃ図（及び第１ｄ図）の巻線の出力段の構成を参照して、そして第２ａ図から第２ｅ図を参照すると一層良くわかるが、この場合において１巻線３１ｂｃが電力を伝送する時間中に電源を「短絡」しているので、このような負荷回路が、（第１ａ図及び第１ｂ図の場合における理想でよるように）充電段階中に接続されるならば、出力ＣＤ回路１１（第１図）を好ましくは点火すべきでないことは注目されるべきである。このような電力の伝送が無視できるならば１点火中［短絡された出力効果」を無視し、そして／又は、該短絡から出力を分離することを望みうる。しかしながら、好ましくは、電流ポンプは、一層高い周波数、例えば６ＫＨｚの代わりに１２ＩＧ（ｚで動作され１例えば、　（３ＫＨｚの一連のパルスからつくられる点火中に）ＣＤ回路１１の点火にとって第４サイクルごとに閉じられる。

最後に、第１ｄ図において、特定の電流ポンプに関して規定される回路素子２５ ′及び２５“を有する、ダイオード３２ａ、３２ａａ。

２５ｂ及び２５ｂｂからつくらｎる全波ブリ、ジを備える電流ポンプの出力段を示す。例えば、コイル３１の巻数比Ｎが、通常の動作にとって設定する電圧調整により指示されるものよりはるかに高（・場合には、構成要素２５′及び２５＃は短絡回路でありうる。それは、電流ポンプ動作の全段階に関して３１ｂの両端のピーク電圧は、ノード１４ｂが正極性であるとき２５ｂ及び２５ｂｂもまた確実に導通するほど十分高くなりうるからである。

第２ａ−２ｅ図シま、点火パルス期間中、即ち、ＣＤ回路が第２ｅ図に示されるようにだいたい３２０マイクロ秒毎に（３ＫＨｚの周波数で）点火されるときの電流ポンプの典型的な動作の波形を表わす。第２ａ図の矩形波発振（第１図の回路１６によりつくられる）は、１”ＥＴ３３’に立上り縁Ｒでターン・オンし１時間Ｔ２後の立下り縁Ｆでターンφオフし、（ＳＣＲ５を立下り緑Ｆで１回おきオンにし、）そして、ＦＥＴ３３χオンし、再び後の時間でオフする。第２ｂ図は、Ｆの前後で異なる電流の傾斜７有する。予想された電流を示す。第２ｃ図は、コンデンサ４を充電する。予想されたＦＥＴ３３の切換え電流１１２（第１図 −第１ｃ図）を示す。第２ｄ図は１時間九対して電圧Ｖ１（又はｖ１２）の変化を示す。そして、第２ｅ図は、（５マイクロファラ、ド、即ち、慣例による４、５から５．４マイクロフアラ。

ドの仮定値を有する）コンデンサ４を介した放電電流Ｉ３４’に示す。

動作の全ての場合において、５ＣＲ５（第１図）は、点火期間中にトリガされ、非点火期間中にはトリガされないが、電流ポンプ１３は、コンデンサ４が完全に充電されるまで非点火期間の持続中に自走し続ける。これは、電圧分割器４５．４６Ｃ第１図）からの情報により制御される。

第３ａ図において、トランジスタスイッチ２７は、蓄電池１０、コンデンサ２８及びコイル６１の１次巻線３１ａに直列に接続最初に放電されているコンデンサ２８は、２倍に近い蓄電池電圧２＊ＶＢまで充電さｎる。出力ダイオード２５は、電流乞充電中に２次巻［ＩｂＫ流ｎさせ、（一方ダイオード３２は逆バイアスされている）次ｔで与えられる短かい充電時間Ｔｃｈ。

を与える。

Ｔｃｈ、　＝　ｐｉ＊５ＱＲＴ　（Ｌｐ　Ｉ＊Ｃｅ）　＊５ＱＲＴ（１−に＊＊２　）ここで、ｐｉ＝！＋、１４２であり、５ＱＲＴは平方根を表わし。

「＊＊」は累乗を示す。Ｌｌ）１は巻＋１ｉ３１ａのインダクタンス。

Ｃｅはコンデンサ２８の容量、及びＫはコイル３１の結合係数である。

充電サイクルが完了したとき、スイッチ３３は付勢され、トランジスタ２７は同時にターン・オフされる。スイッチ３３（図示のようにＮＰＮ）ランジスタ、ＳＣＲ又はＦＥＴでありうる）は、コンデンサ２８を巻線５１ａＹ介して放電させ、コンデンサ２８に蓄積されたエネルギをダイオード６２を介して。

端子１４ａに接続された出力コンデンサに伝達する。エネルギ伝達時間（放電時間）は、結合パラメータＫがここで僅かに低くされる（だ−・たい０．９９４から　まで）ことから、はぼＴｃｈ、に等しいかそれより多少長い。１４Ｈに接続された高効率のコイル６は１通常のコイルに対して低い１次インダクタンスを有し、従ってＫについて小さい効果の入を有し、従って充電時間に対する放電時間について小さい効果のみを有する。

この回路の典型的な充電時間は、８０マイクロ秒であり、これは１次の部品の値でもって達成されうる。

Ｌｐｌ＝１０００マイクロヘンリー；　Ｋ＝０．９９４Ｃｅ　＝５０マイクロファラ、ドＮ　＝２０から２４（Ｎはトランスの巻線比）ピーク充電電流Ｉｃｈは約２５アンペアであり、ピーク放電電流１１２は同じ範囲内にあるが次の式により出力電圧条件に依存する。

１１２＝（Ｖｌ−Ｖ２０／Ｎ）Ｚ１２ここでｖｌは２８の電圧であり、ｖ２０は端子１４ａＫ接続された負荷出力コンデンサにかかる電圧であり、両方ともスイッチ３３の切換えをする直前のものである。そして、Ｚ１２は次式で与えられる。コンデンサ２８と巻ａ３１ａとの組合わせの電源インピーダンスである。

Ｚ　１２＝ＳＱＲＴ（Ｌｐｌ／Ｃｅ　）＊５ＱＲＴ（１−に＊＊２　）スイッチ２７をつくる２Ｎ５３０１　）ランジスタとスイ、チロ３馨りくる２つの並列のＭＴＰ２５ＮＯ５ＦＥＴにとって、電力出力は１００ワ、トであり効率は８５％である。

エネルギ伝達のこの過程は、端子１４ａが出力電圧分割器４５／４６の接合点４５ａで感知される電圧のブリセット値に達するまで続く。点４６ａは、放電回路１１の動作中に電源ｔオフにしておくために感知される。電圧波形Ｖ１は、単純な余弦関数に従い、対応する単純な正弦曲線の電流波形を伴なう。

第６ｂ図は、「電カブースト］ヲ有する「同期式の」電流ポンプ（ＳＣＰ））ｋ表わし、スイッチ２９（ＳＣＲＹ図示）及びインダクタ３０の追加とダイオード２５の除去とを除くと第３ａ図の回路と類似する。更に、スイッチ２７及び３６は、ブースト動作中に約５０アンペアの一層高いピーク電流を取り扱うため一層太きい。その動作において、第４図の動作は１次の点を除いて１回路１１（第１図）が作動しない（第４図の点Ｇが低）時間により規定される非ブースト段階中の第３ａ図の動作と同じである。違う点は、充電時間Ｔｃｈ　ｓが一層高い効率を与えるため一層長くブースト期間中九一層低（・効率を補償することである。

Ｇのレベルが高（回路１１が作動）であるときは、第２ａ図の期間Ｔ２に対してスイッチ２７及び２９はオンであり（スイッチ３３はオフであり）、第２ａ図に示されるオフ時間Ｔｏｆｆ中にスイッチ３３はオンであり（スイッチ２７及び２９はオフである）。５ＣＲ２９は、コンデンサ２８にインダクタ３０を介して急速に充電する準備をする。該インダクタ３０は１回路１１０点火時間Ｔ２にほぼ等しい所望のブースト充電時間Ｔｃｈｂを与えるよう選択される。例えば１次の値Ｃｅ＝１００マイクロファラ、ドＬｅ＝８マイクロヘンリー（ここでＬｅは３０のインダクタンスの値である。）Ｌｐｌ＝１６０マイクロヘンリーＮ　＝２０Ｋ　＝０．９９にとって。

Ｔｃｈｂ＝ｐｉ＊５ＱＲＴ（Ｌｅ＊Ｃｅ）＝９ＣＩマイクロ秒Ｔ１２＝５０マイクロ秒Ｔｃｈｓ＝ｐｉ＊５ＱＲＴ（Ｌｐｌ＊Ｃｅ）＝４０Ｃ１ｖイクロ秒ここで、Ｔｃｈｂはブースト時間（Ｇ高）中にコンデンサ２８を充電するのに必要な時間であり、　Ｔｃｈｓは非ブースト時間（Ｇ低）中にコンデンサ２８を充電するのに必要とされる時間である。ＴＩ２は、コンデンサ２８を放電して端子１４ａＫ接続さｎｒｓ出力コンデンサを充電するのに必要な時間である。Ｔｃｈｓはダイオード２６がないのでＴｃｈより長い。該ダイオード２６は、充電段階（Ｇ低について）中に開出力を表わす。即ち１巻線３１ａと３１ｂとの間に相互結合がなく、従って充電時定数はコンデンサ２８と組合わさるインダクタ３１ａによりてのみ決定される。ピーク・ブースト電流Ｉｃｈｂ　、放電電流１１２及び緩慢な充電電流Ｉｃｈｓは、上記の値に基づいてそｎぞれほぼ４０アンペア、５０アンペア及び１５アンペアである。これらのピーク電流にとってスイッチ２７．２９及び３３に適した部品のそれぞれは、モトローラ（Ｍｏｔｏｌｏｒａ）　２Ｎ５６８５（５０アンペアＮＰＮ）ランジスタ）と、ＭＣＲ２６５−２（５５アンペア。

５０ポルト５ＣＲ）と、並列の２つのＭＴＨ３５Ｎｏ５か並列の３つのＭＴＰ２５ＮＯ５のいずれか１つと、である。各充電伝達（スイッチ２７及び３３の連続した点火）中に蓄積され放電さｔ−Ｌだエネルギは、約１２ボルトから１４ボルトの蓄電池電圧ＶＢを仮定して、上記の値の場合に関して。

Ｅｓｄ＝　ｌ＊（Ｃｅ＊（２ＶＢ　）＊＊２　）である。これらの値は、（第３ａ図の例の１００ワ、トの一定出力電力に対して）７０ワ、トのブーストなし電力及び２００ワ、トのブースト電力に言いかえる。

第１図から第３ｂ図において説明された電流ポンプを参照して、コンデンサ２８及びＦＥＴ３３が耐える必要のあるピーク電圧は、２倍の入力電圧であることを本発明者は注目する。（但し、若し電流ＩＯが、ＦＥＴスイ、チが付勢される前処その充電（半）サイクルを完了することｔ許容されないで、ＩＯが。

コンデンサ２８の４倍の入力電圧までにすることができるＤＣ成分ｔつくるならば、上記の耐える必要のあるピーク電圧は、一層高くなりうる。）ＦＥＴの最低実用定格は５ｏボルトであり、電解コンデンサでないコンデンサ（例えば、ポリプロピレン・コンデンサ）の最低実用定格は１ｏｏボルトである。即ち。

人は、必要とされる定格同程度のものしか支払わない。従りて。

電流ポンプ型ＤＣ対ＤＣ変換器は、変更がより高〜・電圧の蓄電池に対してなされると１軍用車輛のような２４ボルトへの用途及び商業用車輛にとって理想的に適している。

上記の好ましい実施例においては、電流ポンプの好ましい動作は、ＣＤ点火の動作と高度の同期を有する動作、即ち、第４図に示される追加のタイミング発振器回路２１を必要としないことを仮定している。従って、第４図を見る際に１発振器２１を含ませることは、必ずしも必要でないかも知れない追加の自由度を与えることに注目しなければならない。

第４図は、第３ｂ図の同期式の電流ポンプ（ｓｅｐ）’ｉ−電源手段１３として組込む本発明の好ましい実施例（プラグを除く）ン表わす。そして、この実施例は、米国特許出願第６８８．０２０号（本明細書に参照により組込まれる）ＩＣ記載された、回路１９゜２０及び２１からなる放電波形発生器と共に、電源手段１３を制御する制御装置手段１６を詳細に示す。但し、上記米国特許出願には１本願出願におけるトランジスタ６２の出力が、放電回路１１の若干の放電サイクルに対して「リンギングＪ　５ＣＲ５のゲー）５ａＹ保持するため、抵抗器９１（ダイオード９１０代り）と、出力に抵抗器９３ａＹ有する別のＮＰＮ）ランジスタ９２と、を備えることが除かれている。更に、ゲートパルス幅制御装置２０の状態は１通常（非ブースト、即ち、アイドル）の充電モード（Ｇが低）において、又は１点火装置が点火しているとき一層高い電力を出力する高、即ち、「ブースト」モード（Ｇが高）において、動作するために信号するのに制御装置手段１６に対する入力として用いられる。

５ＣＰＩＢ用制御装置１６は、ツェナーダイオード５６．抵抗器３６ａ、　３６ｂ及び３６Ｃ１及びコンデンサ３６ｄＹ含む低電圧基準装置であって、電圧調整器４２用の基準を確立し、又。

比較器４１及び４６用の切換え限界を確立するために作用する低電圧基準装置と、ＩＣ３５，コンデンサ３５ａ及び３５ｂ。

及び抵抗器３５Ｃ及び３５（ｌ含む非安定マルチバイブレータであって、アイドルモード（ゲートＧが低）における切換え周波数を決定する非安定マルチバイブレータと、２つの動作そ一ド（Ｇが高及び低）において切換えを連続させる論理ゲート４７ａ、４７ｂ及び４７　ｃ　（ＮＯＲゲート）及び比較器４１及び４２と、を含む。更に、５ＣＰ１３用の制御装置１６は、トランジスタ３７及び３９と抵抗器２７ｂ、３７ａ　及び３７ｃとを備え、これらはトランジスタ２７を切換えて、トランジスタ３９が抵抗器３９ａを介してオンにバイアスされたとき電流ン蓄電池から導通させコンデンサ２８を充電する。更に、５ＣＰ１３用の制御装置１６は、ＦＥＴ３３ａ及び３３ｂと抵抗器３３ｃ及び３３ｄとｃ−Ｍｏｓ駆動装置３４ａ及び３４ｂとを含む分路スイッチであって、３４ａと３４ｂとが正の電圧をそれらの入力に印加することにより付勢されるとき電流を分路する分路スイッチと。

５ＣＲ２９，抵抗器２９ｂ、ダイオード２，９Ｃ及びコンデンサ２９ｄＹ含む充電加速スイッチと、抵抗器４５及び４６を含む電圧分割器と、ステアリング（ｓｔｅｅｒｉｎｇ）ダイオード４８と。

を含む。

アイドル・モード（ゲート信号Ｇが低）において、電力は。

ＳＣＰにより以下の動作を通じて供給される。電圧１４ａは調整点（ＳＣＰが動作する）より低いので、比較器４２の出力は低に保持される。Ｃ−ｋｌｏ　Ｓ論理ゲート４７ｂの出力は、論理低に（Ｇが低であるので）強制され、それは、コンパレータ４３の出力を固定し、該出力が充電加速スイッチ２９乞トリガするのン防ぐ。論理グー）４７ｃの出力は、非安定マルチパイプレーク６５の出力（ピン３）の反転であり、整流さｎた２次電圧１４ａが設定点より低く留まる限り、論理ゲート４７ａの出力は、論理グー）４７ｃの出力の反転であり、従って３５の出力と同じである。こうして、非安定マルチバイブレータは、直列スイッチ２７と分路スイッチ３３ａ／３３ｂ　’ｌｘ、一方がオンであるとき他方がオフであるように交番させる。振動周波数は。

ＬＣ共振器３１ａ／２８の効率の良℃・充電と放電とを達成するように選択され、（第３ｂ図を参照して説明されｒＳ）回路の固有周波数により決定される。

電圧調整設定点が達成されるとき、比較器４２は、状態を変えその出力を高にならせ、該高の状態は論理グー）４７ａの出力を論理の低になるように強制し、該低の状態は直列通過スイ、チ２７をオフ忙し分路スイッチ３３をオンに切換える。比較器４２の抵抗器４２ａ及び４２ｂは、電圧調整器のループにおける小さなヒステリシスをつ（る回路網乞構成し１発振の可能性を避ける。抵抗器４２ｃは、比較器４２の開コレクタ出力用プル・ア、ブ抵抗器である。

ブースト・モード（ゲート信号Ｇが論理の高）にお℃・て、論理グー）４７ｃの出力は低に強制され、非安定マルチパイブレータン回路からはずす。整流された２次電圧１４ａが低である。

即ち、だいたい２．４ポル）ＤＣの特定のレベルより小さいとき。

ステアリング・ダイオード４８は導通し、比較器４１の出力音高になるようにさせ、又、論理ゲート４７ｂの出力を低になるようにさせる。４７ｂの出力が低に行くとき、比較器４３の出力は高に行き、ＳＣＲのゲート２９ａをトリガし、それを導通させる。それによりコンデンサ２８を急速充電させるトランス３１０１次を短絡する。論理グー）４７ａの出力が高に行くと同時に、それは分路スイッチ３３ａ／３３ｂ　’にオフに切換え、直列通過スイッチ２７をオンに切換え、それはコンデンサ２８を充電する。

整流された２次電圧１４ａが高（２，４ポル）ＤＣより大きいか、又は１等しい）であるときは、直列通過スイッチ２７はターン・オフされ分路スイッチ３５ａ／３３ｂはオンに切換えられてエネルギをトランス３１０２次に変換し、又、５ＣＲ２９を逆バイアスし、該５ＣＲ２９はターン・オフする。そして比較器４３の出力は低の状態に切換わり、該状態は次のサイクルに対してコンデンサ２９ｄ ’ａ’）リガする準備をする。アイドル・モードにおけるように、整流され−ｒ、−２次電圧１４ａが設定点に達するならば、直列通過スイッチ２７はターンΦ オフされ１分路スイ、チ３３ａ／３３ｂはターン・オンされ、充電加速スイッチ２９をオフに切換えさせる。

抵抗器４１８．４１ｂ及び４１Ｃ’ｒ：伴なう比較器４１は、制御装置に出力スイッチ５及び６の状態に関して指令する回路を構成する。これらのスイッチは導通状態である（Ｇが高で、従りて論理グー）４７ｃの出力は低である）ときは、１４ａの電圧は３ボルトより低く、それはダイオード４８により比較器４１に伝送される。４１からの高出力は、論理ゲート４７ｂの出力を低に維持し、そして該論理ゲート４７ｂの出力の低は、４７ｃも又低であることとともに、スイッチ２７が導通しコンデンサ２８を再充電することと、一方コンデンサ４はエネルギをスパーク・プラグに伝送していることを保証する。逆に、出力スイ、チが導通していなくて、電圧１４ａが十分に上昇し比較器４１により感知される場合は、４１からの低の出力はスイッチ２フｔターン・オフし１分路スイッチ３３ａ／３３ｂ’ｔターン串オンする。コンデンサ２８に蓄積さｎｒｓエネルギは、トランス３１を介して伝達され、コンデンサ４に蓄わえられ該コンデンサを部分的に再充電する。抵抗器４１ａ及び４１ｃは、安定性のため回路に小さなヒステリシスを入れる。一方、抵抗器４１ｂは。

比較器４１の開コレクタに対するプル・アップ抵抗器である。

回路の特定の部品は、以下に説明される特定の機能を生ずる。

スイッチ２フ：抵抗器２７ｂは、ＮＰＮ）ランジスタ２７がオン尤バイアスされていないとき、該ＮＰＮ）ランジスタ２７の急速なかつ信頼しうるターン・オフを確実に行わせる作用をする。ＰＮＰ）ランジスタ３７は、ＮＰＮ）ランジスタ２７に対するベース駆動を増幅して（蓄電池からＮＰＮ）ランジスタ２７のエミ、りまでの）可能な最低の順電圧降下を有するために用いられる。抵抗器３７は、ＰＮＰ）ランジスタ３７がオンにバイアスされていないとき、該ＰＮＰ）ランジスタロ７の急速なかつ信頼し５るターン・オフを確実に行わせる。抵抗器３７Ｃは、ＮＰＮダーリントン・トランジスタ３９が飽和されたときＰＮＰ）ランジスタロ７をバイアスする。抵抗器３９ａは、論理ゲート４７ａの出力が正であるときＮＰＮダーリントン・トランジスタ３９をバイアスする。結果として、直列通過スイ。

チ２７は、論理ター）４７ａが高であるときオンに切換えられる。

分路スイッチ３３ａ／３３ｂ　：　２つのＦＥＴ３３ａ及び３３ｂは切換え素子として用いられ、追加の電力ＦＥＴが、高電流を分路する効率を高めるために加えられうる。ＦＥＴ３３ａ／３３ｂは、正の電圧がそれらのゲートに印加されるときオンにバイアスされる。Ｃ−ＭＯ３反転バ、フｙ３４ａ及び３４ｂは、ＦＥＴ３３ａ及び３３ｂのゲートをバイアスするための駆動を供給する。

ＦＥＴ３３ａ／３３ｂの切換え時間を早めるため反転バッファを６つまで並列に接続されうる。正の電圧がバッファ３４ａ及び３４ｂの入力に印加されるとき、それらの出力は、接地に駆動されＦＥＴ３３ａ／３３ｂは導通しない。負の電圧がバッファ３４ａ及び３４ｂの入力に印加されるとき、それらの出力は正の供給電圧に駆動されＦＥＴ３”＋ａ／３３ｂは導通する。

充電加速スイッチ２９：この充電加速スイッチ２９は１通常抵抗器２９ｂによりオフにバイアスされる５ＣＲ２９と、２９のゲート・アノード接合Ａｔ逆バイアスすることを防ぐクリ、ピング・ダイオード２９ｄと、比較器４３の出力が低電圧から高電圧に変化するごとに正の電圧パルスを５ＣＲ２９のゲート２９ａに与えるコンデンサ２９ｄと、を含む。抵抗器４３ａは、開コレクタに対するプル・アップ抵抗器である。

ツェナー基単電源：比較器４１．４２及び４３用の基準電源は。

抵抗器３５ａ、３６ｂ及び３６ｃとコンデンサ３６ｄと結合するツェナー・ダイオード３６を備える。６．２ボルトのツェナー・ダイオードは、固有の熱的安定性から選ばれた。しかし、蓄電池電圧が６ボルトに降下する場合には、この値は使用には高すぎることから、ツェナー安定化基準電圧は、抵抗分割器３６ｂ及び３６ｃによりほぼ４ボルトの値に分割される。コンデンサ３６ｄはこの基準電圧のり、プルを平滑化する。抵抗器３６ａはツェナー・ダイオードの負荷抵抗器である。

第５図は、以下でｏｓｃｐと示す最適化され、単純化された電流ポンプ乞表わす。該電流ポンプは、インダクタ２５ａａを取り除いた点を除いて第１ａ図の実施例と同じ回路構成を有する。同じ数字は、（第１ａ図に対して）同じ部分を示す第５図に言及すると、出力コンデンサ９８と他のパラメータの値とを選ぶ正確な処方がここに開発された。該正確な処方は、電流ポンプの動作を最適化するためであり、結果においてＤＣ対ＤＣ電力変換器に、確信されることが予測されない単純さであることと、非常に高い、電力出力及び効率と、滑らかな動作と、蓄電池電圧がエンジンビ始動する状態のもとで１４ボルトから７ボルトまで下がる範囲を扱いうる車輛の用途にとって理想的にさせる電力出力対入力電特性と、を与えるためである。

主な進歩は、ｏｓｃｐｖ通じて、通常電圧ｖ２により示される出力段に逆の極性を置く電流ポンプの（コンデンサ２８の）充電段を、「逆の」即ち反対の極性電圧が代りに大きな利点Ωために用いられる充電段に、変えることにより達成された。このよ５な「逆の」極性電圧ｖ２が、容量Ｃ２のコンデンサ９８にエネルギを与えるために用いられる。該容量Ｃ２のコンデンサ９８は、正確な規定ン介して、コンデンサ２８を蓄電するため該コンデンサ９８のエネルギの一部をフィードパ、りするためばかりでなく、ＦＥＴのターン・オフ（電圧スパイクを消去する）中にＦＥＴ３３を通る電流を相殺することを保証するためと、全体の電流ポンプを動作する振動期間を最小にするために用いられる。

ｏｓｃｐを説明する前に、トランス３１の最適巻数比Ｎが。

Ｃ特に車輛の用途に対して）ここで規定され５る。巻数比Ｎが。

出力電圧Ｖ２’に入力電圧ｖ１により除したものの２倍、即ち。

Ｎ０＝２＊Ｖ２／Ｖ１（ここで、ＮＯは最適巻数比である）に等しい場合に、電流ポンプにとって最大エネルギ伝達が生ずることを示すことができる。本出願にとって、本発明者は、　Ｖｌを（１４ボルト蓄電池用に）はぼ３０ボルトに等しくし、出力コンデンサ４（例えば、４から８マイクロファラ、ドの値）を６６０ボルトまで充電することを望むと仮定する。従って。

ＮＯの値はＮ０＝２＊３６０１５０＝２４に等しくなる。そのような設計は理想的である。そｎは、エンジンが作動している（セしてｖｌが１４ボルトである）ときは。

コンデンサ２８が最大限の電圧まで急速に充電されることを許容し、又、エンジンが始動され、多くの有効時間があり、電圧が低い（Ｖｌが８ボルトである）ときは、コンデンサ２８が最大限の電圧までゆっくりと充電されることを許容するからである。

パラメータが例により開示される。最近つくられｒｓＯ８ｃＰでは、８マイクロファラ、ドのコンデンサｔ３５０ボルトまで充電するのに必要な時間は、はぼ１４ボルトにおいて６ミリ秒であり、はぼ８ボルトにおいて６０ミリ秒（エンジン始動条件において典型的に有効である時間を表わす）である。

更に、ｏｓｃｐ”ｒ説明する前に、ｏｓｃｐの説明に係わった要素が与えられる。これは、コンデンサ２８が１点９に接続された蓄電池から充電される電圧を決定する式に関するものである。この電圧が蓄電池電圧ＶＢの２倍であるが、それは、初期電流が零である場合のみであることは既に開示された。一方。

ＦＥＴスイ、チ３３は、ターン・オフされ５次にターノーオフされる（ここで時間Ｔ２は、この電流立上り時間を表わす）とき、コンデンサ２８を充電する初期電流Ｉ００は、インダクタ３０を通る電流の流れＩＯの結果として設定される。

この初期電流Ｉ００は、エネルギ・コンデンサ２８の充電に関して２つの重要な結果を生ずる。該初期電流Ｉ００は、充電時間Ｔｃｈχ低減し、電圧（差）の２倍より大きい値に電圧を増大する。例えば、Ｉｏｏが、初期電流ＩＯが存在しない中で通常流れる最大電流Ｉｍに等しい場合は、コンデンサ２８の充電時間Ｔｃｈは、２５％だけ（全充電時間振動周期の１８０度から１６５度に）低減され、コンデンサ２８の両端に現われるピーク電圧■１は、蓄電池電圧ＶＢの２倍から２．４倍に上昇される（コンデンサ２８は最初充電されていないとする）。実際に、初期電流ＩＯ０に対して電圧ｖ１は次式で与えられる。

Ｖｉ＝ＶＢ＊（１＋５ＱＲＴ（１＋（１００／Ｉｍ）＊＊２））例えば、コンデンサ２８を充電するのに有効な１２．５ボルトの電圧、即ち、　ＭＢＲ７４５のようなシ１．トキー〇ダイオードであることが好ましいダイオード２７ａの右側の電圧に対して。

ＩｏｏがＩｍに等しい場合にはｖｌは６０ボルトである。よって１本明細書で開示されｙ：０ｓｃＰは、これらの利点を有利に用いるため、そして特にｏｓｃｐの電力出力乞増大するために設計されている。

ｏｓｃｐの動作は、第５ａ図から第５ｄ図を参照して最良に理解される。第５ａ図、第５ｂ図及び第５Ｃ図は、既に開示され説明された第２ａ図、第２ｂ図及び第２Ｃ図にそれぞれ対応する。図に示される振動周期の全ては、同じ時間尺度２有し。

従って図示されるように互いに対応する。ｏｓｃｐの鍵である面は、以下によりほぼ与えられる値Ｃ２乞有するコンデンサ９８を出力に配置することである。

Ｃ２＝（Ｎ＊＊　２　）　＊　Ｃ０Ｃ２のこの値でもって。

Ｔ２２＝０．７＊Ｔ　１２が示されうる。ここで第５ｂ図に示さｎるＴ１２は、コンデンサ２８がその最初の半サイクルを通じて放電しコンデンサ４にダイオード３２を介して充電する時間として既に規定された。

Ｔ２２に等しいＴ１２′は、コンデンサ９８を反対の極性に充電するコンデンサ２８の放電の第２の半サイクルである。Ｔ２２は、コンデンサ９８の振動の半周期であり、該半周期は、第５図に示される電流Ｉ　２２”ａ’生じ、又、トランス３１と、コンデンサ２８．ＦＥＴ３３（オンに切換えられている）及びトランスの巻［３１ａＫより規定される１次回路と、ン介して放電し、第５図及び第５ｄ図に示さｎるような電流Ｉ２２を生ずる。

充電段階で始まり、コンデンサ２８は、電圧ｖ１に第５ａ図に示される期間Ｔｏｆｆ内に充電され、コンデンサ９８は、同じ位相で反対の極性の電圧Ｖ２２に第５ａ図に示される期間Ｔｏｆｆ内に充電される。該期間Ｔｏｆｆは、ＦＥＴ３３のオフ時間Ｔｏｆｆに対応する。ＦＥＴ３３がオンに切換えられたとき（それは、第５．１図の矩形波波形の立上り縁Ｒにより示される）、コンデンサ９８は放電して第５ｄ図に示される振動電流Ｉ２２Ｙ生じる。

該振動電流Ｉ２２は、先に示された特別の値に関してＦＥＴと一体のダイオード３３ａを介して、最大値近くの値■２２０でもって１１２の零電流交叉点で、又はそれを丁度越えた点において流れる。電流Ｉ２２０は、初期充電電流ｌ００（第５ｂ図）を相殺する以上に、第５ｃ［ｆｉＯにＩ　１２０’として示されｙ：１１２の逆電流に加わる。ここで、１００は。

ｌ００＝ＶＢ＊Ｔ２／ＬＯにより与えられる。直接的な結果は、独立の手段が、ＦＥＴ５５を通る電流乞そのターン・オフ時に零にさせるため与えられたことである。別の非常に重要な結果は、電流Ｉ２２がＴｏｆｆにより示さｎｒ、−コンデンサ２８の充電段階中九更にそれン充電する方向にあることである。

第５ａ図から第５ｄ図を参照して、電流ポンプのサイクル期間Ｔｃｐ（Ｔ２にＴｏｆｆを加えたものに等しい）は、１０５マイクロ秒に等しく示されている。期間ＴＩ２は、５０マイクロ秒として示される（そしてＴ２２は、我々の処方によるとほぼ３５マイクロ秒として示される）。ＦＥＴ３３のオフ期間に関する決定は、第５ｄ図の点検によりなされうる。そこでの目標は、振動期間Ｔ２２の整数を全期間Ｔｃｐ内で適合させることである。

波形の点検は、第２の半サイクルの終りで非常に短かい持続時間のスパイクＩ２２３を含む３つのＴ２２期間を指示している。

コンデンサ９８がその第３の半サイクルの放電を始めるとき。

ＦＥＴ３３はオフでありダイオード３３ａ及び２７ａは逆にバイアスされ、そこで電流が１次回路において取られなければならない経路は、大きさが０．０１マイクロファラ、ドのオーダの容量値Ｃ３’！’有する非常に小さいコンデンサ９９を介してであるから上記のスパイクは生ずる。この期間は、Ｔ２２に対して非常に短かい。そのため、コンデンサ９８は、実際その変化を瞬時にひっくり返し、結果においてその第３の期間であることを続行する。該第３の期間は、第２の期間と同じ方向を有し、電荷ヲエネルギーコンデンサ２８にダイオード３３ａＹ介して送る。従って、ＦＥＴ３３のスイッチ・オン時間は、Ｔ２２の６つの半サイクル、即ち図示のような６５マイクロ秒の３倍即ち１０５マイクロ秒にほぼ対応するように設定さｎる。

ＦＥＴ３３のターン・オフ時のピーク初期電流Ｉ００は、チ。

−り優インダクタ３０及び持続時間Ｔ２により制御され、最大充電電流Ｉｍに対応するように設定されるのが好ましい。明らかに、１００は、別の値１例えば４０ボルト又は有効蓄電池電圧の３倍の一層高い初期電圧Ｖｌ”ｋ生ずるための例えば一層高い値で設定されうる。この状態は、必要な充電時間Ｔｏｆｆを１８０度から１２０度に低減させるであろう。しかし、どのようなＬＯの値が用いられるにしても、それは又、コンデンサ２８を充電するのに有効な残存時間Ｔｏｆｆに対応するよう選ばれなげればならない。全（１８０度、零初期電流）充電時間Ｔｃｈはこの場合次式により与えられる。

Ｔｃｈ＝ｐｉ＊５ＱＲＴ［：ＬＯ＊ＣＯ＊λＵ／（１＋ＭＵ＋ＬＯ／Ｌｐ＋））ここでｐｉ　＝３．１４２ＭＵ　＝（Ｎ＊＊２　）＊Ｃ２／ＣＯＭＵ＝１の好ましい値に関して、ＴｃｈはＴｃｈ＝ｐｉ＊５ＱＲＴ［：ＬＯ＊ＣＯ／（２＋ＬＯ／Ｌｐｌ））と簡単な形に直せる。

更に、上記ＴｃｈはＬｐｌよりはるかに小さいＬＯに関して、Ｔｃｈ＝ｐ　ｉ＊５ＱＲＴｃＬＯ＊ｃｏ／２）と簡単な形に直せる。

従って、コンデンサＣＯが選択され、トランス３１が設計され（なかんずく最適巻数比ＮＯでもって設計され）てしま５と。

コンデンサ９８が決定されることが知られる。次に、期間Ｔ１２が測定され、期間３＊Ｔ２２が計算され（そｎは期間Ｔｃｐを規定する）１期間Ｔ２及びＴｏｆｆは、それぞれＴｃｐのほぼ６０％及び４０％としてとられる。次に、インダクタ３０は、上記で規定したＴｃｈより初期電流Ｉ００に関連しＬ量だけ小さい充電時間ＴｃｂＹ与えるよう選択さｎる。コンデンサ９８は、コンデンサ２８と同位相で（又は、見方によっては１８０度の位相ずれで）充電されるので、第５ｂ図に示される充電時間Ｔｃｂｆは。

好ましくは、既に規定されｙ：Ｔｃｐより等しいか、又は、それよりまさに大きくあるべきであることは注目されるべきである。

これは、Ｔｃｈｆの終りでコンデンサ９８が結果においてリセ。

ト（再充電）さｎてしま−・放電２始めるからである。しかし。

本処方によれば、　ＦＥＴ３３は１丁度ターン・オンされてしまい。

そのためコンデンサ９８は、トランス６１を介してコンデンサ２８を負荷としてみる。そのため、Ｔ２２とＴＩ２との引合いに出された関係は固守さｎる。

最後に、少なくとも寸法及び価格の見方から先に開示したものより小さいコンデンサＣＯ５例えば５から２０マイクロファラ、ドの範囲のものを用いることが好ましいことが決定された。

明らかに、これは一層高い周波数、典型的には１０から２０）Ｇ（ｚの範囲を結果としてもたらすが、これは、最先端技術を用いたフェライト・コアと他の部品が与えられるので問題ない。実際。

第５ａ図に示さｎる期間Ｔ２（６０マイクロ秒）とＴｏｆｆ（４５マイクロ秒）とは、２０マイクロファラ、ドのエネルギ・コンデンサ２８に対応する。更に詳細には、これらの時間は１次の設計に対応する。

Ｃ０＝２０マイクロファラ、ドＮｏ＝２ｓ；　Ｎｐ＝２４；　Ｎ５＝６００；Ｃ２＝０．０３マイクロ７アラ、ド；Ｃ３＝０．０１マイクロファラ、ド：Ｃ＝８マイクロファラ、ド；ＬＯ＝４０マイクロヘンリーＴｃｈｆ＝６０マイクロ秒；Ｔｃｈｆ’−３／４＊Ｔｃｈｆ＝４５　マイクロ秒＝ＴｏｆｆＶ２＝３６０ポルト；　Ｖ１＝！１０ボルト；Ｎｐ及びＮｓはそｎぞれトランス３１０１次巻数と２次巻数であり、　Ｔｃｈｆ’は、Ｉｍに対応する初期電流Ｉ００でもってコンデンサ２８Ｌ’充電するのに必要な時間として規定された。即ち。

それは１通常の１８０度の１３５度、即ちＴｃｂ　ｆの隆である。

ここで勿論暗黙のうちに、ＬＯ及び他のパラメータが、全てのこれらの条件を満たすように選択されていることが規定されている。結局は、ｏｓｃｐの適切に同期させられた動作を得るために、所与の容量ＣＯ及びトランス（（関して精密な調整を実験的にする。

そのことはここでは明らかでないかも知れないが、ｏｓｃｐが、ＤＣ対ＤＣ電力変換器において、特に車輛の用途に関して。

真の進歩を表わすことが実験的尾示された。それは、極端に単純であり、７つの部品、即ち、入力及び出力ダイオード、入力及び出力コンデンサ（コンデンサ９９を無視する）、１つのチョーク・インダクタ、１つのトランス及び唯一つの能動部品。

即ち、ＦＥＴ３３からつくられる。該ＦＥＴ３！ｌは、６０から１００ワ、トの車輛電源に関して、好ましくは、最近開発された非常に高効率の（低ＲＤＳの）ＢＵｌｌ　ＦＥＴのような２つの並列の低電圧（５０ボルト）のモトローラ（Ｍｏｔｏｒｏｌａ）　のＦＥＴからつくられている。それは低価格であり、非常に効率が良い。

又、そ八は、電力レベルの広範囲について容易に尺度を合わせられ５る。又、それは、高電圧で急速充電を、そして低（エンジン始動）電圧でゆりくりした充電を与える。又、それは、負荷に対して敏感でない（短絡回路に耐えうる）。そして、それは、電源、特に車輛の用途に関して、精通している当業者にとって明らかになるであろう他の利点？有する。

一定の変更は、ここに含まれる本発明の範囲から離ｎずに上記の装置及び方法においてなされうるので、上記の説明に含まれる全ての事項、又は、添付図面に示される全ての事項は１例証として解釈されいかなる制限する意味において解釈されるべきものではないことｔ意図する。

１’ｐ−ン（：°ミド：二変！”Ｚ７Ｌ）６０１１クロラν　４５マイ７０シン補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の７第１カ昭和６３年　３月１５日′ １、特許出願の表示ＰＣＴ／ＵＳ８７１０１６６１、発明の名称ＤＣ対ＤＣ変換器用電流ポンプ３、特許出願人住　所　アメリカ合衆国マサチューセッツ州０２１７４．アーリントン。

プレンティス・ロード　３２名　称　コンパッション・エレクトロマグネチックス・インコーホレーテッド４、代理人住　所　東京都千代田区大手町二丁目２番１号新大手町ビル　２０６号室（１）　補正書の翻訳文　１通備正なものは追如１、直列に電圧電源ＰＳン含む単純化さｎた電流ポンプ、又は。

単純化された電流ポンプ型ＤＣ対ＤＣ電力変換器において、（ａ）　少なくとも１つの電気的電流制御そして／又は制限手段ＥＣＣと、（ｂ）　容量ＣＯのエネルギ蓄積及び切換えコンデンサと。

（ｃｌ　少なくとも１つの２次巻線ＴＳと１次巷緋ＴＰとを有し。

２次巻線ＴＳ対１次巻疎ＴＰの選択された巻数比Ｎ乞有する電気的トランス手段Ｔと。

（ｄ）　両端間に接続さｎた分路ダイオードを有し、接地への分路スイッチ乞規定する手段であって、該分路スイッチＳＳが接地から、前記ＥＣＣ手段と前記コンデンサＣＯとの間の点Ｐまでに接続される手段と、（ｅ）　充電ダイオードとして規定されるダイオードであって、前記トランスＴの前記２次巻勝ＴＳの高側の点Ｓと電気的負荷との間に、かつ、前記分路スイッチＳＳがオンに切換えられたとき、電流ン前記の負荷に導く方向に接続さｎた少なくとも１つのダイオードを備える出力ダイオード手段と。

ン含む単純化された電流ポンプ、又は、単純化さｎｒ＝電流ポンプ型ＤＣ対ＤＣ電力変換器。

２、前記の電流制御手段ＥＣＣが、直列にインダクタＬＯと入力ダイオード手段とを備え、これらは、前記電源ＰＳと前記点Ｐとの間に配設され、前記入力ダイオード手段は電流を前記電源ＰＳから電流を通過させる方向に向けられ、前記電源ＰＳからの電圧入力電力は、一層高い電圧出力電力に、連続して前記分路スイッチを時間ｔ−ＯＮの間ターン・オンし１時間１−ＯＦＦの間ターン・オフすることにより変換され１時間ｔ−ＯＮとｔ−０ＦＦとの和が全時間ｔ−ＴＯＴに等しく、同じ人力／出力電圧極性に関して前記トランスＴの磁気の方向が、負の電圧が点ＰＰとして規定さｎる前記１次巻勝の高側にあるとき。

正の電圧が前記２次巻勝の高、即ち、接地されない側Ｓに現われる前記１次ＴＰと前記２次ＴＳとの間の反対の方向を有し。

逆尤言えば、前記磁気の方向が、同じでない入力対出力の電源極性に関して同じである特許請求の範囲第１項に記載の装置。

３、前記の時間期間ｔ−ＯＮは、Ｔ−８Ｈ１と零から時間Ｔ−３Ｈ２の２分の１の間の端数とｔ加えた和に対応し、Ｔ−ＳＨｌは１分路スイ、チＳＳ乞経由して１次巻＋１ｉＴＰを介して放電する切換えコンデンサＣＯの放電サイクルの第１の半サイクルにほぼ等しい時間であり、Ｔ−ＳＨ２は、該放電サイクルの第２の半サイクル、即ち、エネルギが再充電に有効であるときＣＯ乞前記分路ダイオード？経由して前記巻線ＴＰ’＆介して再充電するコンデンサＣＯの再充電の半サイクルであり、インダクタンスＬＯの前記インダクタは１時間ｔ−ＯＮより犬きく、　ＬＯ／ＲＯにより規定された誘導性時定数ＴＩ’Ｙ備える抵抗ＲＯ乞有し、ｔ−ＴＯＴは、ｃｏン前記電源ＰＳからＬＯを介して零の初期電流でもって充電するのに必要な充電時間Ｔｃｈにほぼ等しいか、又は、そｎより小さい特許請求の範囲第２項に記載の装置。

４、前記全時間ｔ−ＴＯＴがほぼ前記の時間期間ｔ−３Ｈ１１７）２倍に等しい特許請求の範囲第６項に記載の装置。

５、前記出力ダイオード手段は、単一の充電ダイオードの半波整流器段と、前記トランスＴの中心夕、プされた２次巻線を有する２つのダイオードの全波整流器段と、４つのダイオードの全波ブリ、ジ整流器段と、からなる部類から選択さｎ７４電気的エネルギ伝送出力整流器段ヲ備え、時間期間ｔ−ＯＮの終りは。

電流が前記分路ダイオード２流れる場合に前記分路ダイオードを通る初期電流の時間と最大電流の時間との間であるか、又は、不質的に電流が前記分路ダイオード’ｒ：５’ｌ　ｔｔない場合に、スイッチＳＳのターン・オンの結果として起こる分路スイ、チＳＳ乞通る第１の最小電流の時間尤はぼ等しい特許請求の範囲第３項に記載の装置。

６、前記出力ダイオード手段の整流器段は、前記単一のダイオードを備える前記半波整流器段であり、該単−のダイオードは。

前記トランスＴの前記２次巻［ＴＳの両端間で前記トランスの前記高側の点Ｓと接地どの間に並列で直接に接続された高電圧コンデンサＣ２Ｙ有する前記充電ダイオードを構成する特許請求の範囲第５項に記載の装置。

Ｚ　前記出力ダイオード手段の整流器段は、前記トランスＴの前記中心夕、プさｎた２次巻勝の各半分に直列に接続された前記２つのダイオードχ備える前記中心タ、プｇｒＬ７．：全波整流器段であって、ダイオードが共に前記負荷に接続され、前記２つのダイオードの１方は前記充電ダイオードであり、他方は再充電／充電ダイオードとして規定さｎる前記中心夕、ブされた全波整流器段である特許請求の範囲第５項に記載の装置。

８、前記出力ダイオード手段の整流器手段は、充電及び再充電ダイオード対を備える全波ブリ、ジ乞形成するため、ダイオードの６対が前記トランスＴの２次巻線ＴＳの各端に接続さｎ　ｒ＝前記４つのダイオードを備える前記全波整流ブリッジである特許請求の範囲第５項に記載の装置。

９　前記分路スイッチＳＳが、一体の、又は１個別のダイオード乞有する分路ＦＥＴスイッチ５ＳＦＥＴとして規定される１つ。

又は、それ以上の並列のＦＥＴＹｌｉえ、前記トランスＴの出力に接続さｎた負荷は、ＣＩの容量値２有する少なくとも１つ負荷コンデンサである特許請求の範囲第５項に記載の装置。

１０、ＣＩが、トランス、又は１点火コイルＴＣと高電圧スイ。

チ５ＨＶＹ含み非常に高い電圧乞つくりそれｔ高電圧出力回路ＨＶＯＣに伝送でるコンデンサ放電回路のコンデンサである特許請求の範囲第９項に記載の装置。

１１、スイッチＳＨ■はＳＣＲであり、ＨｖＯＣは１点火スパークを生ずる少なくとも１つのスパークギヤ、プを規定する少なくとも１つのスパーク・プラグ？含む点火回路である特許請求の範囲第１０項に記載の装置。

１２、前記ＳＣＲは１点火ととに複数のスパーク・パルス奮発生するため連続してトリガされる特許請求の範囲第１１項に記載の装置。

１６、第１のスパーク・パルスに続＜ＳＣＲターン・オンの瞬間が、本質的に複数のスパーク・パルスの期間中のＦＥＴスイ。

チ５ＳＦＥＴのターン・オフの瞬間に対応する特許請求の範囲第１２項に記載の装置。

１４、ＦＥＴスイ、チ５ＳＦＥＴの前記切換えが、複数のスパーク・ハルスノ点火と同期し、そのため、ＳＣＲのターン拳オフ後に前記電流ポンプＳＣＰ乞再始動するさいに任意の遅延時間を除いて、ＳＣＲのターン・オフとＳＣＲのターン拳オフとの間の期間中に１本質的に矢数ＮＴＯＮ個の期間ｔ−ＯＮン発生し。

不質的に整数ＮＴＯＦＦ個の期間ｔ−ＯＦ、Ｆを発生し５ここでＮＴＯＦＦがＮＴＯＮより１小さい特許請求の範囲第１３項に記載の装置。

１５．８ＣＲ７り″−ＯＮである時間が、前記５ＳＦＥＴのオフ時間を一０ＦＦの１倍から３倍の期間の間に対応し１時間ｔ　−０ＦＦが。

前記コンデンサＣＯを完全に充電するのに必要とさｎる５ＳＦＥＴＯＦＦの時間の３分の２から１倍の間にほぼ等しい特許請求の範囲第１４項に記載の装置。

１６、ＮＴＯＮが本質的に、２．３．又は、４のいずれかであり。

それに対応してＮＴＯＦＦが不質的に１．２．又は乙のいずれかであるように、ＳＣＲのオン時間が８０から１２０マイクロ秒の間であり、ＳＣＲの点火パルス間の時間が２００から３００マイクロ秒であり、電流ポンプ時間ｔ−ＴＯＴが３０から１２０マイクロ秒である特許請求の範囲第１４項に記載の装置。

１７、ＶＯは１２ボルト蓄電池からの電圧であり、ＣＯが２から２０マイクロファラ、ドの間であり、ＬＯは２０から２００マイクロヘンリーであり、Ｃ１は２から２０マイクロファラ、ドの範囲にあり、トランスの巻数比Ｎは１５から３０の間であり。

エネルギ蓄積ファクタＥＯは１から５０ミリジユールの範囲にある（ここでＥＯはＥＯ＝込＊ｃｏ＊ｃ（２＊ＶＯ）＊＊２　〕として規定さｒｂ、ＶＯは前記電源ＰＳの電圧である）特許請求の範囲第１０項に記載の装置１８、ＶＯは２４ボルト蓄電池からの電圧であり、ＣＯは１から２０マイクロファラ、ドの間である特許請求の範囲第１０項に記載の装置。

１９容量値Ｃ２のコンデンサが、非充電ダイオード、又は、再充電／充電ダイオード２含む前記２次の半分の巻籾の両端間に直接配設さｎる前記中心夕、プされた２次巻線の場合Ｚ除℃・て、該容量＠Ｃ２のコンデンサは、前記２次巻＠ＴＳの両端間に直接配設される特許請求の範囲第５項に記載の装置。

印１期間ｔ−５ｕｉが、１次巻線ＴＰがコンデンサＣＯと、前記分路スイッチＳＳ又は分路ダイオードと、２介して電流乞導通させるとともに、トランスＴの２次巻碍ＴＳを介して放電するコンデンサＣ２に対応する半分の振動周期Ｔ２２の１倍より大きく４倍より小さいように、　ＴｒＣ２＝、（Ｎ＊＊２　）＊Ｃ２により規定される。前記コンデンサＣ２の変換された容量ＴｒＣ２は。

はぼＣＯに等しいか、そｎより小さく通訳され、前記期間１−ＯＮは、はぼ前記分路ダイオードを通る最大ｉｌｔ流に対応する特許請求の範囲第１９項に記載の装置。

２１、　ＴｒＣ２がＣＯの０．３から０．６の間であり、ｔ−５Ｈ１が。

コンデンサＣ２の値に対応する半分の振動周期Ｔ２２の４倍と約２倍との間である特許請求の範囲第２０項に記載の装置。

ｎ、前記分路スイッチＳＳは１又はそれ以上の並列のＦＥＴであり、全動作サイクル時間ｔ−ＴＯＴは前記期間Ｔ２２の２倍と６倍との間に等しく、前記電流ポンプＳＣＰと期間ｔ−ＯＮ及びｔ−０ＦＦとの値！！、（ＶＯ）＊（ｔ−ＯＮ）／ＬＯ１Ｃｊ１．’）与、ｔられる期間ｔ−ＯＮ後にインダクタンスＬＯχ通る電流Ｉ００は、ＬＯＹ通る初期電流が零であるとき、ＬＯ，ＣＯ及び１次巻線ＴＰにより規定される直列回路を流れる最大電流Ｉｍにほぼ等しいように選ばれる特許請求の範囲第２０項に記載の装置。

２３、前記コンデンサＣ２の値がＣｏ／（Ｎ＊＊２）にほぼ等しいか。

又は、それより小さく、更に、前記分路スイッチが前記期間ｔ−ＴＯＴの間にターン・オン及びターン拳オフされるとき３つの同時に生ずる電気的事象ン発生するために、揖成され配役さ九、該電気的事象は。

１）初期電流Ｉ００がＬＯと前記分路スイッチとＺ介して時間ｔ−ＯＮ中に立上り、次に容量ＣＯ及びＣ２を期間ｔ　−０ＦＦ中に光電するのに向げらｎる充電事象と。

２）コンデンサＣＯが、前記分路スイッチ及び分路ダイオ−トド、トランスＴのｉ？に’ｒｐとｔ介して放電し再充電する事象と。

３）コンデンサＣ２は、前記充電事象中にＣ２に伝送されたエネルギＹＣＯにフィードパ、りするため、Ｃ２がその最初の半すイクルヶ完了してしまった後に２次ＴＳχ介して振動し電流ＹＣＯに前記分路ダイオ−トン介して伝送する事象と、である特許請求の範囲第１９項に記載の装置。

２４、前記期間ｔ−ＯＮがほぼＴ−３Ｈ１に等しく、Ｃ２がほぼ（０，５）＊（ＣＯ／（Ｎ＊＊２　）　）に等しいものであり、はぼ期間Ｔ２２の２倍に等しいｔ−ＯＮ期間乞規定する、ここで、Ｔ２２は、トランスＴの１次巻ｉＴＰが電流をコンデンサＣＯを介して、かつ、前記分路スイッチ、又は、Ｍ配分路ダイオードのいずれかを介して、導通させるとともに、トランスＴの２次巻線を介してコンデンサＣ２ｙａ’放電することに対応する半分の振動周期である特許請求の範囲第２６項に記載の装置。

２、前記分路スイッチは、５ＳＦＥＴとして規定さｎる１つ又はそれ以上の並列のＦＥＴであり１分路ダイオードは前記ＦＥＴに対して一体、又は、外部にあり、前記全動作サイクル時間ｔ−ＴＯＴはほぼオン時間ｔ−ＯＮの２倍に等しい特許請求の範囲第２４項に記載の装置。

２６、ＶＯ＊（ｔ−ＯＮ）／ＬＯにより与えられる１期間ｔ　−ＯＮ後にインダクタンスＬＯ’に通る電１Ｉ００は、ＬＯ乞通る初期電流が零であるとき、ＬＯ，ＣＯ及び前記１次巻総ＴＰにより規定される直列回路を流几る最大電流Ｉｍにほぼ等しく、コンデンサＣＯに対して前記電源の電圧であるｖＯの２．５倍にほぼ等しい最大光電電圧ｖｃｏｖ与えるように、前記インダクタンスＬＯとオン時間期間ｔ−ＯＮとは選ばれる特許請求の範囲第２５項に記載の装置。

２７、　［流Ｉ００はＩｍより大きく、前記巻線比Ｎは、１００の一層高〜１１よりつくられるＶＣＯの一層高い籠に従ってＮＯに等しく選ばれる。ここでＮＯは、はぼＮ０＝２＊ＶＣｉ／ＶＣＯにより与えられ、又、ＶＣｌは、前記負荷７表わすコンデンサＣ１が１通常完全に充電された蓄電池電源ＰＳについて通常に充電される値である特許請求の範囲第２６項に記載の装置。

田、前記トランスＴの出力に接続される前記負荷は、１から２０マイクロファラ、ドの間の容量値Ｃ１を有する４００ボルト・コンデンサであり、容量ＣＯは又、２から２０マイクロファラ、ドの間の値を有し１巻数比Ｎは、電力を前記電流ポンプに与える１２ボルト車輛蓄電池にとって２０から３０の間であり。

インダクタンスＬＯは２０から２００マイクロヘンリーの間であり、１次巻琢数Ｎｐは１０から３０回である特許請求の範囲第２６項に記載の装置。

汐　トランスＴの１次巻組の漏ｎインダクタンスＬｅが、ＣＯと組合わさって０．３から３オームの電源インピーダンスＺ１２を与えるため２から２０マイクロヘンリーの間にありかつ選択され、前記時間Ｔ−ＴＯＴは３０から１２０マイクロ秒の間であり、■０がほぼ１２ボルトでありかつＣ１が３から１０マイクロフアン、ドであるとき、前記ＳＣＰは、変化する電力量カフ、約１００７．トの放電されたコンデンサＣ１に最初の数ミリ秒間与え、該出力電力乞ｉｏミリ秒後に２０ワ、トより小さく降下させ、コンデンサＣ１ン約３００ボルトに約５ミリ秒充電する特許請求の範囲第２８項に記載の装置。

田、トランスＴの理想ノ巻数比ＮＯは、式Ｎ０＝２＊■Ｃ１／ｖＣＯにより選択される。ここでｖＣｌは、前記電源ＰＳが、コンデンサＣＯを電圧■ＣＯに充電段階の終りで光電する電圧ＶＯｖ与えているとき、コンデンサＣ１が充電されなげｎばならない電圧である特許請求の範囲第２４項に記載の装置。

３１、前記電源ＰＳが車輛エンジンと共に用いられる蓄電池であり、前記理想の巻数比ＮＯは、前記エンジンがその正常モードで作動しているとき、前記蓄電池の電圧ｖＯから立上る電圧ｖＣＯに基づかれる特許請求の範囲第６０項に記載の装置。

３２、ＶＣｌはほぼ３５０ボルトであり、ｖＯは、前記入力ダイオード手段と前記インダクタと乞接続する点における典型的な負荷さｎｒｓ電圧としてとらｎるほぼ１２ボルトであり、ＶＣＯはほぼ３０ポルトであり、従ってＮＯはほぼ２４０巻数比に等しく、前記トランスの１次ＴＰ０１次巻線巻数Ｎｐは１５と３０の間であって、Ｆ１１００ワ、トの平均電力出力音、コンデンサＣ１が８０ワツトで初期に充電さｎている場合に充電の最初の数ミリ秒の間に与えることができる特許請求の範囲第３１項に記載の装置。

３５、前記分路スイッチは、モトローラ（Ｍｏｔｏｒｏｌａ）　により製造されるＢＵＺｌｉ、λ１ＴＰ４５ＮＯ５Ｅ及びＭＴＰ５ＯＮＯ５Ｅ　のような、１つ又はそれ以上の並列の低電圧、低ＲＤＳのＦＥＴであり、該ＦＥＴは、短かい持続時間の過電圧と高い電子なだれ電流の数」０アンペアとに耐えるため５０から７０ボルトの範囲に電圧を制限するツェナー型でありうる一体型のダイオードを含む特許請求の範囲第３２項に記載の装置。

ダ、追加の加速スイッチは、前記トランスＴの１次巻［ＴＰの両端間で、コンデンサＣＯとトランスの１次の高側との共通部。

即ち１点ＰＰと、接地と、の間に接続され、該追加の加速スイ、チは、ＳＣＲ及びバイポーラ電力トランジスタの種類からの一方向性の電力半導体装置である特許請求の範囲第１項に記載の装置。

弱、前記電気的電流制御そして／又は制限手段ＥＣＣは、前記分路スイッチが前記電流ポンプの動作中にオフ状態にある時間中に少なくともオンに切換えられている半導体スイッチを含む特許請求の範囲第１項に記載の装置。

あ、前記中心夕、プさｎｒｓ２次巻級により規定される２つの２次巻ｉは１等しくない巻数である特許請求の範囲第７項に記載の装置。

３ｚ前記分路スイ、チＳＳは、バイポーラ電力トランジスタの種類の低い飽和電圧２有する高速度半導体スイッチであって。

両端間に配設さ１１に外部の分路ダイオードを有するスイッチである特許請求の範囲第２４項に記載の装置。

脂、前記電気的負荷は、更に点火コイルに接続さｎ　ｙ＝少なくとも２マイクロファラ、ドの容量Ｃ１のコンデンサ手段と、コンデンサＣＩ’！’前記のコイルの１次に放電して２００キロボルトより大きい高点火電圧と２００ミリアンペアより大きい高点火電流放電とｔつ（る少なくとも１つのスイッチと、を含む電気回路を備え、該電気回路は更に。

（ａ）　低い１次及び２次の抵抗と、コンデンサＣ１について４００ボルトの電圧定格に関して６０より小さい巻数比を有する低い巻数比の高効率点火コイルと、（ｂ）　前記点火コイルの１次巻線の両端間に直接接続さ２′Ｌだ。

０．０５から０．４マイクロファラ、ドの間の容量値の高電圧コンデンサと、（Ｃ）　スパークを前記のコイルから発生するスパーク・プラグ手段と、を備える特許請求の範囲第５項に記載の装置。

故前記単純化されｙ、＝を流ポンプ型ＤＣ対ＤＣ電力変換器は、前記分路スイッチＳＳ用の１つ又はそれ以上の並列ＦＥＴスイッチを含み、容量ＣＯは２から２０マイクロファラ、ドの間であり、前記低電圧電源ＰＳは１２ボルトの車輛蓄電池であり。

前記単純化された電流ポンプのトランスは１５から３０までの間の巻数比Ｎ’＆有する特許請求の範囲第３８項に記載の電気回路。

北、前記スパーク・プラグは、前記スパーク・コイルの２次の両端間に接続されスパーク電流放電χ生ずる。少な（とも約１、５２４ミリメートル（０，０６インチ）の幅のスパーク・ギヤ、プを有する特許請求の範囲第３９項に記載の電気回路。

４１、前記入力ダイオード手段がシ１．トキー型のダイオードであり、前記ＦＥＴスイッチ５ＳＦＥＴがＢＵＺ　１１　、　ＭＴＰ４５ＮＯ５Ｂ及びΔ１ＴＰＯＮＯ５Ｅ　の１つ又はそれ以上の並列のＦＥＴであり。

ＣＯが３から１０マイクロファラ、ドの範囲尤あり、前記トランスＴの１次漏れインダクタンスＬｅが、前記トランスＴの巻線間の結合ン故意に低減させること九より得られる４から２０マイクロヘンリーの間であり、そのため、コンデンサＣＯが前記漏ｎインダクタンスＬｅとともに振動し、該振動が前記電流ポンプＳＣＰの動作中に生ずるとき、前記振動の周期は、４０から２００マイクロ秒の範囲にある特許請求の範囲第１７項に記載の装置。

心、前記出力ダイオード手段は、４つのダイオードの全波ブリ、ジ整流器段であり、前記コンデンサＣ２は更に、振動周期Ｔ２２を与えるためＣ２最適値に調整され、そのため、該コンデンサＣ２は、前記期間ｔ−ＯＮの終りで前記分路スイッチン通る最大電流の約１０分の１であって前記分路ダイオードを通る十分規定されたしかし低振幅の電流ピークを与え１期間ｔ−ＯＦＦの終りで、該ｔ　−０ＦＦの終りでのＣＯの電圧がほぼピーク値であるように電流をコンデンサＣＯに充電することを与える特許請求の範囲第２４項に記載の装置。

都、前記出力ダイオード手段が４つのダイオードの全波プリ。

ジ整流器であり、コンデンサＣ２が更に、Ｃ２最適値に調整される特許請求の範囲第２６項に記載の装置。

払、前記出力ダイオード手段が４つのダイオードの全波プリ。

ジ整流段であり、コンデンサが更にＣ２最適値に調整さｎる特許請求の範囲第６０項に記載の装置。

４５、ＤＣ電源ＰＳとＤＣ対ＤＣ電力変換器ＳＣＰを備え、該電源ＰＳから電圧 ■Ｏの低電圧入力エネルギを、電気的負荷に伝送される一層高い出力電圧ｖ１に、昇圧トランス手段Ｔにより変換する電力伝送システムにおいて。

１）主要なトランスの１次側エネルギ蓄積手段としての値ＣＯのエネルギ蓄積コンデンサ手段と。

２）コンデンサＣＯＫ畜積されたエネルギの一部に等しいエネルギ量乞磁気エネルギとして蓄積するための前記電源ＰＳに直列にあるインダクタＬＯと。

３）前記電源ＰＳとエネルギ蓄積手段とから引出さｎ　ｙ、、電流を分路する１分路ダイオードを有する分路スイッチ手段でありて、連続してオン及びオフに切換えられ次の競りかの結果を生ずるため構成され配設された分路スイッチ手段と。

ｉ）オンに切換え中に、同時にエネルギを前記インダクタＬＯに蓄積させることを可能にし、前記コンデンサＣＯから前記トランスの出力に接続された負荷にエネルギを伝送させることを可能にすることと。

１１）オフに切換え中に、コンデンサＣＯにｖＯより大きい■ＣＯの値に充電するため前記インダクタＬＯＫ蓄積されたエネルギ及び前記電源ＰＳからのエネルギ乞伝送させることを可能にすることと。

１１１）前記分路スイッチを通る電流が正常動作中で分路スイッチのターン・オフの瞬間に零であるように前記機能１）と１１）とｔ行うこと。

４）前記トランスＴの出力に接続さ−ｒ′Ｌ′ｆＳ容量Ｃ２のコンデンサであって、コンデンサＣＯが蓄積されているエネルギを有するとき、該容量Ｃ２のコンデンサが、前記分路スイッチのオフ時間の一部又は全部の時間中に高電圧エネルギを蓄積することができ１次に、該蓄積された市電圧エネルギをトランスＴ乞介してコンデンサＣＯにこのように伝送し、そして、該容量Ｃ２のコンデンサが前記エネルギ乞ＣＯに伝送するとき。

該容量Ｃ２のコンデンサは又、前記分路スイッチのターン・オフで電流零の状態を増強し、ＣＯの電圧を前記分路スイ。

チのオフ時間の終りで最大化するのを助けることと同期するように１選択された値の容量Ｃ２ａ？有するコンデンサと。

５）電流の流れ乞方向づげして送る手段と、を備え。

システム全体として１本質的に電源から負荷までの基本的な直列の回路に電流感知、又は、スパイク抑圧器手段なしで動作でき、更に、装置の部分品の配置に一層大きなフレキシビリティを与えることができ、同様に、車輛用途乞代表とする７かも１０ボルトの入力電圧の範囲で動作して、非常に高いエンジン速度で１４ボルトの公称蓄電池入力電圧で前記負荷ン電圧■１に完全に充電するため最大出力電力を与え、前記蓄電池電圧が７ボルトと同じ位低くありうるとき、緩慢な始動エンジン速度で前記負荷ンはぼ電圧ｖ１に充電するため十分な出力電力を与えることができる電力伝送システム。

潴、前記ＤＣ対ＤＣ変換器は入力ダイオード及び出力ダイオード手段ビ含み、前記入力ダイオード手段は前記インダクタＬＯと直列のショットキ一一ダイオードであり、前記分路スイッチＳＳは１つ又はそれ以上の並列のＦＥＴであり、前記コンデンサＣ２は、（０，５）＊（Ｃｏ／（Ｎ＊＊２　）　ｍｌ　によりほぼ与えられる容量筐χ有する。ここでＮは前記トランスＴの２次巻線対１次巻線の巻数比である特許請求の範囲第４５項に記載のシステム。

４Ｚ前記分路スイ、チをつくる前記ＦＥＴ装置は、ＢＵＺｌｌ。

ＭＴＰ４５ＮＯ５Ｅ及び５ｉＴＰ５ＯＮ０５Ｈのようなモトｏ　−％ｋＩｏｔｏｒｏｌａ）の非常に高効率で低ＲＤＳのＦＥＴから選択さｎｒ、−装置のように該装置に対して一体である内部のダイオードＺ有し、前記内部のダイオードは又、電圧が前記装置の特定さｒＬｙ：５０から７０ポルトン越えるとき、電子なだれ電流の数１０アンペアを分路する能力を有するツェナー・ダイオードとして機能しうる特許請求の範囲第４６項に記載のシステム。

北、前記電気的負荷が容量性放電システムの主要なコンデンサ手段ｃｏｉ’ｖ備える特許請求の範囲第４６項に記載のシステム。

４９前記容量性放電システムは、内燃機関の点火システムの一部である特許請求の範囲第４８項に記載のシステム。

犯、コンデンサ手段Ｃ０１は１次に、５ＣＰ１’＆示された前記ＤＣ対ＤＣ変換器の第２のもののエネルギ蓄積コンデンサを備え、該５ＣＰＩは、更にｖｌからＶ２に出力電圧ン高めること乞与えるために用いられる特許請求の範囲第４８項に記載のシステム。

手続補正書（方式）１．事件の表示ＰＣＴ／ＵＳ８７１０１６６１、発明の名称ＤＣ対ＤＣ変換器用電流ポンプ３、補正をする者名　称　コンパッション・エレクトロマグネチックス・インコーホレーテッド４、代理人住所　東京都千代田区大手町二丁目２番１号新大手町ビル　２０６区５、補正命令のＥｌ付　昭和６３年１１月２２日　■送日）６、補正の対象（１）出願人の代表３名を記載した国内書面（２）委任状及び翻訳文（３）タイプ印書により浄書した明細書及び請求の範囲の翻訳文手続補正書（風昭和６４年　１月Ｉ日Ｊ屯特許庁長官　吉　１）文　毅　殿１、！Ｊ件の表示ＰＣＴ／ＵＳ８７１０１６６１、発明の名称ＤＣ対ＤＣ変換器用電流ポンプ３、補正をする者名　称　コンパッション・エレクトロマグネチックス・インコーホレーテッド４、代理人住所　東京都千代田区大手町二丁目２番１号新大手町ビル　２０６区５、補正命令の１１付　昭和６３年１１月２２「１　溌送口）６、補正の対象国際調査報告

Claims

【特許請求の範囲】

１．低電圧電源のインダクタ手段と、エネルギ蓄積及び切換えコンデンサ手段と、トランスの１次巻線と、を直列に含み、更に、その両端に接続される第１のダイオード手段を有する、接地への分路スイッチを規定する手段を含む単純化されに電流ポンプ、又は、ＳＣＰ型ＤＣ対ＤＣ電力変換器において、前記分路スイッチが、前記インダクタ手段と前記コンデンサ手段との間の点に接続され、前記第２のダイオード手段が、前記トランスの出力と電気的負荷との間に接続される単純化された電流ボンブ、又は、ＳＣＰ型ＤＣ対ＤＣ電力変換器。
２．インダクタと高電圧コンデンサとが、前記トランスの出力間であって、前記トランスの高側及び前記第２のダイオードの陽極と、トランスの出力の接地側との間に直列に接続される特許請求の範囲第１項に記載の装置。
３．前記分路スイッチを５０％より大きくないデューティ・サイクル（ここで、デューティ・サイクルは、スイッチ・オン時間ｔ−ＯＮと、全時間ｔ−ＴＯＴとしても規定される、オフ時間ｔ−ＯＦＦ及びオン時間ｔ−ＯＮの和と、の比として規定され、百分率として表わされる）でもって、連続してターン・オン及びターン・オフすることにより、低電圧入力が一層高い電圧出力電力に変換されるように構成され配置される特許請求の範囲第２項に記載の装置。
４．前記切換えコンデンサが容量ＣＯを有し、期間ｔ−ＯＮがＴ−ＳＨ１とＴ− ＳＨ２の２分の１とを加えた和に対応する（ここで、Ｔ−ＳＨ１は、前記切換えコンデンサ（ＣＯ）が、分路スイッチ経由して前記トランスを介して放電する放電サイクルの第１の半サイクルであり、Ｔ−ＳＨ２は、放電サイクルの第２の半サイクル、即ち、前記第１のダイオードを経由して前記トランスを介してＣＯを再充電する再充電の半サイクルである）特許請求の範囲第３項に記載の装置。
５．前記インダクタが、インダクタンス値ＬＯと抵抗ＲＯとを有し、ｔ−ＯＮが時間Ｔ１、即ち、誘導性時定数ＬＯ／ＲＯよりはるかに小さく、ｔ−ＴＯＴは、ＣＯをＬＯを介して零の初期電流でもって充電するのに必要とされる時間であって、ＣＯとＬＯとにより規定される振動周期のほぼ半分に等しい充電時間Ｔｃｈにほぼ等しい特許請求の範囲第４項に記載の装置。
６．前記分路スイッチが、少なくとも１つのＦＥＴスイッチ（ＳＳ）を備え、前記トランスの出力に接続される負荷がコンデンサ「Ｃ１」である特許請求の範囲第５項に記載の装置。
７．Ｃ１が、高電圧を生じ該高電圧を高電圧出力回路（ＨＶＯＣ）に伝送する、トランスと高電圧スイッチ（ＳＨＶ）とを含むコンデンサ放電回路のコンデンサである特許請求の範囲第６項に記載の装置。
８．ＨＶＯＣが、点火スバークを生ずる少なくとも１つのスバーク・ギャップを規定する少なくとも１つのスバークプラグを含む点火出力回路であり、スイッチＳＨＶがＳＣＲである特許請求の範囲第７項に記載の装置。
９．前記ＳＣＲがＦＥＴスイッチＳＳの切換え周波数に同期して複数のスバーク・パルスを生ずるため連続してトリガされ、前記ＳＣＲは、前記スィッチＳＳのオフ時間ｔ−ＯＦＦ中にターン・オン及びターン・オフされる特許請求の範囲第８項に記載の装置。
１０．前記ＳＣＲのターン・オンの瞬間が本質的に前記ＦＥＴスイッチＳＳのターン・オフの瞬間に対応する特許請求の範囲第９項に記載の装置。
１１．ＳＣＲのオン時間が前記ＦＥＴスイッチのオフ時間に対応する特許請求の範囲第１０項に記載の装置。
１２．エネルギ蓄積ファクタＥｏが５から１０マイクロジュールの範囲にある（ここでＥｏは．Ｅｏ＝２＊ＣＯ＊（Ｖｏ＊＊２）として規定される）特許請求の範囲第１１項に記載の装置。
１３．Ｖｏが１２ボルト蓄電池であり、ＣＯが２０マイクロファラッドと１００マイクロファラッドとの間にある特許請求の範囲第１２項に記載の装置。
１４．ＬＯが２０から２００マイクロヘンリーの範囲にあり、Ｃ１が２から１０マイクロファラッドの範囲にあり、トランスの巻数比Ｎが１６から３２の間である特許請求の範囲第１３項に記載の装置。
１５．前記充電時間Ｔｃｈが４０から４００マイクロ秒の範囲にある特許請求の範囲第１４項に記載の装置。
１６．Ｖｏが２４ボルト蓄電池であり、ＣＯが１０から１００マイクロファラッドの間にある特許請求の範囲第１２項に記載の装置。
１７．Ｖｏが４８ボルト蓄電池であり、ＣＯが５から５０マイクロファラッドの間にある特許請求の範囲第１２項に記載の装置。
１８．別の分路スイッチが、コンデンサＣＯ及びトランスの１次の共通部と、接地と、の間に接続される特許請求の範囲第１項に記載の装置。
１９．前記別の分路スイッチがＳＣＲであり、ダイオード及び抵抗器が前記トランスの出力の両端間に接続される特許請求の範囲第１８項に記載の装置。
２０．前記トランスの２次巻線が中心タップされに２次巻線であり．該２次巻線の各々の出力は直列のダイオードを含み、該出力は共に負荷コンデンサに接続されている特許請求の範囲第１項に記載の装置。
２１．前記中心タップされに２次巻線により規定される前記の２つの２次巻線は、等しくない巻数である特許請求の範囲第２０項に記載の装置。
２２．主な、即ち、主要な電力伝達を副巻線に対して行う巻線として規定される、前記の２つの２次巻線のうちの主巻線が、前記の２次巻線のうちの少ない方の巻数を有する巻線である特許請求の範囲第２１項に記載の装置。
２３．前記主巻線の巻数と前記副巻線の巻数との比が、前記切換えコンデンサの充電中における前記１次巻線の両端間におけるピーク電圧と、完全に充電されに前記切換えコンデンサの電圧の値と、の比にほぼ等しい特許請求の範囲第２２項に記載の装置。
２４．前記中心タッブされに２次巻線の副２次巻線が、前記の主２次巻線が前記１次巻線に結合されるよりも一層密接に前記１次巻線に結合される特許請求の範囲第２０項に記載の装置。
２５．前記の第２の放電期間Ｔ−ＳＨ２は、前記の第１の放電期間Ｔ−ＳＨ１の４分の１と２分の１との間にあり、前記の第１の放電期間及び前記の第２の放電期間の２つの期間は、切換え及び前記の１次トランス巻線を介して放電する前記切換えコンデンサＣＯのエネルギ伝達放電サイクルをつくる特許請求の範囲第２４項に記載の装置。
２６．前記の副２次巻線が前記の主２次巻線より多くの巻数を有する特許請求の範囲第２４項に記載の装置。
２７．前記トランスの前記の２つの２次巻線は、前記トランスのコアの異なる部分に巻かれ、前記１次巻線のより多くの巻数が、前記副巻線に一層緊密な結合を生ずるにめ前記の副２次巻線にコーリニヤーに巻かれる特許請求の範囲第２６項に記載の装置。
２８．前記１次巻線と２次巻線との磁気方向が反対にされ、即ち、１次巻線の電圧が正であるとき、２次巻線の電圧が負である特許請求の範囲第１項に記載の装置。
２９．前記トランスの出力が４つのダイオードからなる全波ブリッジに接続される特許請求の範囲第１項に記載の装置。
３０．他の回路の構成要素が、前記トランスの２次出力に、前記全波ブリツジの前記４つのダイオードと関連して接続される特許請求の範囲第２９項に記載の装置。
３１．高点火電圧及び高点火電流の放電を発生する電気回路であって、前記の放電電流がＶＨＦ−ＵＨＦの容量性電流と低周波の誘導性電流とを含む電気回路において、（ａ）低い１次及び２次の抵抗と８０より小さい巻数比を有する低巻数比の高効率点火コイルと、（ｂ）前記のスバーク・コイルに接続され、３マイクロフアラッドより大きい容量を有する少なくとも１つの放電コンデンサと、（ｃ）前記のコンデンサを前記のスパーク・コイルの１次に放電する少なくとも１つのスイッチと、（ｄ）前記のコンデンサを給電するにめに接続された電流ポンプ型の高効率ＤＣ対ＤＣ変換器電源と、を備える電気回路。
３２．前記の電源が、低電圧電源、固体直列スイッチ、低電圧エネルギ蓄積コンデンサ及びトランスの１次を直列に含み、更に、前記固体直列スイッチと前記の低電圧コンデンサとの間の点に接続された、接地への分路スイッチと、前記放電コンデンサを充電するにめ前記トランスの出力を前記放電コンデンサに接続する第１のダイオードと、を含む特許請求の範囲第３１項に記載の電気回路。
３３．前記低電圧エネルギ蓄積コンデンサが５０から２５０マイクロファラッドの容量を有する特許請求の範囲第３２項に記載の電気回路。
３４．前記低電圧電源が１２ボルト車輪蓄電池であり、前記放電コンデンサが４００ボルト・コンデンサであり、前記トランスが１６から３２の間の巻数比を有する特許請求の範囲第３３項に記載の電気回路。
３５．前記トランスの巻数比が２０から２５の間にある特許請求の範囲第３４項に記載の装置。
３６．前記固体直列スイッチが電力用トランジスタであり、前記分路スイッチが並列の１つ又はそれ以上のＦＥＴである特許請求の範囲第３４項に記載の電気回路。
３７．陽極を接地の方にして前記トランスの出力の両端間に接続される第２のダイオードを含む特許請求の範囲第３４項に記載の電気回路。
３８．前記電源が、前記蓄電池と、前記分路スイッチ及び前記の直列スイッチの共通部の点と、の間に小さいインダクタを含むことにより、又、前記トランスの入力の両端間にプースト固体スイッチを含むことにより、同期式の電流ポンプであるように構成され、配置される特許請求の範囲第３４項に記載の電気回路。
３９．前記のプースト・スイッチが、陰極が接地に接続されているＳＣＲである特許請求の範囲第３８項に記載の電気回路。
４０．前記抵電圧エネルギ蓄積コンデンサを、前記小さいインダクタ及び前記のプースト・スイッチを介して充電するための時定数は、前記トランスの出力で接続されに前記の放電回路の誘導性放電の振動周期に対応し、エネルギ蓄積コンデンサを前記トランスを介して放電しかつ出力放電コンデンサを充電するのに必要な時間は、前記放電コンデンサ及び点火コイルにより主として形成される放電回路のスパーク・パルス間の時間に対応するように構成され、配置される特許請求の範囲第３９項に記載の電気回路。
４１．少なくとも約２．０３２ミリメートル（０．０８インチ）の幅のスパーク・ギャップを規定する部材を含み、前記部材は、前記のスパーク・コイルの２次の両端間に接続されスパーク電流放電を生ずる特許請求の範囲第３１項に記載の電気回路。
４２．スパーク・ギャップを規定する前記部材は、内燃機関の燃焼室に取り付けられているプラグを構成する特許請求の範囲第４１項に記載の電気回路。
４３．前記内燃機関が少なくとも１つの可動部材を含み、前記のスバークプラズマ放電が前記プラグと可動部材との間でつくられる特許請求の範囲第４２項に記載の電気回路。
４４．前記のスバークプラグは、直径約３．１７５ミリメートル（約１／８インチ）の点に本質的に先細る先端部を有し、前記可動部材も又、前記のスバーク・プラズマ放電がつくられるギャッブに電界を集中させることが生ずるように先細る先端部を有する特許請求の範囲第４３項に記載の電気回路。
４５．前記トランスの１次巻線の磁気方向と２次巻線の磁気方向とが反対方向であり、容量Ｃ２の高電圧コンデンサが前記トランスの２次巻線の両端間で前記２次巻線の高側かつ前記第２のダイオードの陽極と、前記２次巻線の接地側と、の間に接続され、Ｃ２の値がほぼＣＯ／Ｎ＊＊２に等しく（ここでＣＯは、前記エネルギ蓄積及び切換えコンデンサの容量であり、Ｎは前記トランスの巻数比である）、前記電流ポンプ切換え時間Ｔｃｐは、コンデンサＣ２の振動の半周期Ｔ２２のほぼ３倍に対応し、期間Ｔｃｐは、ほぼ３対２の比に分割され、これらは、それぞれ前記分路スイッチのオン時間とオフ時間とを表わす特許請求の範囲第１項に記載の装置。