JPH0147116B2 - - Google Patents
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- JPH0147116B2 JPH0147116B2 JP13502882A JP13502882A JPH0147116B2 JP H0147116 B2 JPH0147116 B2 JP H0147116B2 JP 13502882 A JP13502882 A JP 13502882A JP 13502882 A JP13502882 A JP 13502882A JP H0147116 B2 JPH0147116 B2 JP H0147116B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor
- transformer
- switching
- transistor
- Prior art date
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- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 42
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 29
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイツチングレギユレータの改良に関
するものである。
するものである。
従来この種のシングルエンドスイツチングレギ
ユレータとして、第１図に示すようなフオワード
コンバータが広く知られており、スイツチングト
ランジスタ３のスイツチング動作によつて直流入
力電圧から変換された矩形波パルス電圧を、トラ
ンス４によつて電圧変換した後コイル７とコンデ
ンサ８とからなる平滑回路に印加して、その平均
直流電圧を出力として取り出す。入力電圧、出力
電圧、スイツチング周期、トランジスタのオン
幅、トランスの１次、２次巻線数をそれぞれVi
（Ｖ）、Vo（Ｖ）、Ｔ（sec）、ToN（sec）、N1（turn
）、
N2（turn）とすると、これらの間には下記(1)式の
関係がある。
ユレータとして、第１図に示すようなフオワード
コンバータが広く知られており、スイツチングト
ランジスタ３のスイツチング動作によつて直流入
力電圧から変換された矩形波パルス電圧を、トラ
ンス４によつて電圧変換した後コイル７とコンデ
ンサ８とからなる平滑回路に印加して、その平均
直流電圧を出力として取り出す。入力電圧、出力
電圧、スイツチング周期、トランジスタのオン
幅、トランスの１次、２次巻線数をそれぞれVi
（Ｖ）、Vo（Ｖ）、Ｔ（sec）、ToN（sec）、N1（turn
）、
N2（turn）とすると、これらの間には下記(1)式の
関係がある。
Vo＝ToN／Ｔ・N2／N1V1（Ｖ） ……(1)
(1)式において、入力電圧Voは通常周期Ｔを固
定し、オン幅ToNを可変することによつて安定化
される。
定し、オン幅ToNを可変することによつて安定化
される。
しかし、従来のフオワードコンバータの場合、
スイツチングトランジスタの負荷が誘導負荷であ
り、ターンオン及びターンオフ時に急激に大電流
をスイツチングするため、トランジスタ及びダイ
オードのスイツチングロスが大きいばかりでな
く、放射ノイズが大きくしかもかなりの高周波に
わたつてレベルが高い、等の欠点があつた。また
これらの欠点はスイツチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化を
阻害する基本的な要因であつた。
スイツチングトランジスタの負荷が誘導負荷であ
り、ターンオン及びターンオフ時に急激に大電流
をスイツチングするため、トランジスタ及びダイ
オードのスイツチングロスが大きいばかりでな
く、放射ノイズが大きくしかもかなりの高周波に
わたつてレベルが高い、等の欠点があつた。また
これらの欠点はスイツチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化を
阻害する基本的な要因であつた。
本発明はLC共振作用を利用してサイン波電流
をスイツチングすることにより前記問題点を解消
するもので、電圧変換トランスと、前記トランス
の１次側巻線に直列に接続された第１のスイツチ
ングトランジスタとを含み、前記第１のスイツチ
ングトランジスタのスイツチング動作によつて直
流入力電圧から変換された矩形波パルス電圧を前
記トランスに印加し、その第１の２次側巻線に取
出された電圧を出力に利用するスイツチングレギ
ユレータにおいて、第１のダイオードと第１のコ
イルと第１のコンデンサとを直列に接続した第１
の直流回路と、電圧変換トランスの第２の２次側
巻線に出力された電圧により、スイツチング動作
する第２のスイツチングトランジスタと、第２の
コイルと第２のコンデンサとを直列に接続した第
２の直流回路とを有し、前記第１の直流回路を前
記電圧変換トランスの第１の２次側巻線の両端に
接続し、前記第２の直流回路と第２のダイオード
とを前記第１のコンデンサに並列に接続し、第１
のスイツチングトランジスタがオンのとき前記ト
ランスの第１の２次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第１のダイオード及び前記第１のコイルを
介して前記第１のコンデンサを充電しかつ前記ト
ランスの第２の２次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第２のスイツチングトランジスタをオフと
し、第１のスイツチングトランジスタがオンから
オフになるとき前記トランスの第２の２次側巻線
に発生するフライバツク電圧によつて前記第２の
スイツチングトランジスタをオンとし前記第１の
コンデンサに蓄積された電荷により前記第２のコ
ンデンサを充電し、前記第２のコンデンサから出
力をとり出すことを特徴とするものである。
をスイツチングすることにより前記問題点を解消
するもので、電圧変換トランスと、前記トランス
の１次側巻線に直列に接続された第１のスイツチ
ングトランジスタとを含み、前記第１のスイツチ
ングトランジスタのスイツチング動作によつて直
流入力電圧から変換された矩形波パルス電圧を前
記トランスに印加し、その第１の２次側巻線に取
出された電圧を出力に利用するスイツチングレギ
ユレータにおいて、第１のダイオードと第１のコ
イルと第１のコンデンサとを直列に接続した第１
の直流回路と、電圧変換トランスの第２の２次側
巻線に出力された電圧により、スイツチング動作
する第２のスイツチングトランジスタと、第２の
コイルと第２のコンデンサとを直列に接続した第
２の直流回路とを有し、前記第１の直流回路を前
記電圧変換トランスの第１の２次側巻線の両端に
接続し、前記第２の直流回路と第２のダイオード
とを前記第１のコンデンサに並列に接続し、第１
のスイツチングトランジスタがオンのとき前記ト
ランスの第１の２次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第１のダイオード及び前記第１のコイルを
介して前記第１のコンデンサを充電しかつ前記ト
ランスの第２の２次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第２のスイツチングトランジスタをオフと
し、第１のスイツチングトランジスタがオンから
オフになるとき前記トランスの第２の２次側巻線
に発生するフライバツク電圧によつて前記第２の
スイツチングトランジスタをオンとし前記第１の
コンデンサに蓄積された電荷により前記第２のコ
ンデンサを充電し、前記第２のコンデンサから出
力をとり出すことを特徴とするものである。
以下、本発明の一実施例を第２図によつて説明
する。
する。
第２図において、電圧変換トランス４の１次側
主巻線１２及びスイツチングトランジスタ３の直
列回路と、トランス４の１次側補助巻線１１及び
ダイオード２の直列回路とを入力電源１に接続す
る。さらに、第１のダイオード５と第１のコイル
１４と第１のコンデンサ１５とを直列に接続した
第１の直列回路をトランス４の２次側巻線１３の
両端に接続し、第２のコイル１７とスイツチング
トランジスタ１８と第２のコンデンサ８とを直列
に接続した第２の直列回路と第２のダイオード１
６とを第１のコンデンサ１５に並列に接続する。
さらにコンデンサ８の両端電圧をスイツチングレ
ギユレータの出力電圧とし第２のコンデンサ８に
負荷抵抗器９を並列に接続する。またトランジス
タ３は制御回路１０によつて駆動し出力検出電圧
を安定化するように発振周波数を調整する。とこ
ろで、スイツチングトランジスタ３のスイツチン
グ動作によつて直流入力電圧から変換された矩形
波パルス電圧をトランス４の１次側に印加し、そ
の２次側に取出された電圧を出力に利用するもの
であり、スイツチングトランジスタ１８は前記ト
ランス４の２次側に出力された電圧により前記ス
イツチングトランジスタ３に対しオンオフ位相が
逆の関係でスイツチング動作されるようにトラン
ス４の２次側巻線１９に接続する。
主巻線１２及びスイツチングトランジスタ３の直
列回路と、トランス４の１次側補助巻線１１及び
ダイオード２の直列回路とを入力電源１に接続す
る。さらに、第１のダイオード５と第１のコイル
１４と第１のコンデンサ１５とを直列に接続した
第１の直列回路をトランス４の２次側巻線１３の
両端に接続し、第２のコイル１７とスイツチング
トランジスタ１８と第２のコンデンサ８とを直列
に接続した第２の直列回路と第２のダイオード１
６とを第１のコンデンサ１５に並列に接続する。
さらにコンデンサ８の両端電圧をスイツチングレ
ギユレータの出力電圧とし第２のコンデンサ８に
負荷抵抗器９を並列に接続する。またトランジス
タ３は制御回路１０によつて駆動し出力検出電圧
を安定化するように発振周波数を調整する。とこ
ろで、スイツチングトランジスタ３のスイツチン
グ動作によつて直流入力電圧から変換された矩形
波パルス電圧をトランス４の１次側に印加し、そ
の２次側に取出された電圧を出力に利用するもの
であり、スイツチングトランジスタ１８は前記ト
ランス４の２次側に出力された電圧により前記ス
イツチングトランジスタ３に対しオンオフ位相が
逆の関係でスイツチング動作されるようにトラン
ス４の２次側巻線１９に接続する。
すなわち、トランジスタ３がオンし巻線１２に
入力電圧が印加されて生ずる巻線１９の誘起電圧
がトランジスタ１８をオフするように接続され、
トランジスタ１８はトランジスタ３がオフした時
巻線１９に発生するフライバツク電圧によつてオ
ンする。
入力電圧が印加されて生ずる巻線１９の誘起電圧
がトランジスタ１８をオフするように接続され、
トランジスタ１８はトランジスタ３がオフした時
巻線１９に発生するフライバツク電圧によつてオ
ンする。
ここでトランジスタ３がオン、トランジスタ１
８がオフしている期間（1/2周期）をサイクル、
その逆の期間（1/2周期）をサイクルとすると、
本回路のスイツチング動作期間はサイクル、
からなり２つのサイクルによつて一周期を形成す
る。
８がオフしている期間（1/2周期）をサイクル、
その逆の期間（1/2周期）をサイクルとすると、
本回路のスイツチング動作期間はサイクル、
からなり２つのサイクルによつて一周期を形成す
る。
上記のような回路構成において、まずトランジ
スタ３がオンする直前のコンデンサ１５の両端電
圧は後述するように0Vである。したがつて、サ
イクルにおいてトランジスタ３がオンすると、
巻線１２に入力電圧が印加され巻線１２，１３の
比に応じた電圧が巻線１３に誘起される。その結
果コイル１４とコンデンサ１５との共振作用によ
り共振電流LL14(A)がコンデンサ１５へ流れ込む。
この充電電流が流れ終つた時点でコンデンサ１５
の両端電圧Vc15（Ｖ）は第３図３に示すように共
振波形の最大値をとる。
スタ３がオンする直前のコンデンサ１５の両端電
圧は後述するように0Vである。したがつて、サ
イクルにおいてトランジスタ３がオンすると、
巻線１２に入力電圧が印加され巻線１２，１３の
比に応じた電圧が巻線１３に誘起される。その結
果コイル１４とコンデンサ１５との共振作用によ
り共振電流LL14(A)がコンデンサ１５へ流れ込む。
この充電電流が流れ終つた時点でコンデンサ１５
の両端電圧Vc15（Ｖ）は第３図３に示すように共
振波形の最大値をとる。
ここでコイル１４のインダクタンス、コンデン
サ１５の容量、入力電源電圧、巻線１２，１３の
巻数をそれぞれL14(H)、C15(F)、Ｅ（Ｖ）、N1
（TURN）、N2（TURN）とし、またサイクル
の開始を原点とする時刻をｔとすると、下式(2)〜
(4)の関係が成り立つ。
サ１５の容量、入力電源電圧、巻線１２，１３の
巻数をそれぞれL14(H)、C15(F)、Ｅ（Ｖ）、N1
（TURN）、N2（TURN）とし、またサイクル
の開始を原点とする時刻をｔとすると、下式(2)〜
(4)の関係が成り立つ。
但し、０ｔπ√14 15（sec）……(4)であ
る。サイクルの残りの期間π√14 15＜ｔ＜
Ｔ／２（Ｔはスイツチング周期）においてはコンデ ンサ１５の充電は完了しているが、トランジスタ
１８はオフ状態であり、ダイオード５の導通方向
が逆向きのため、コンデンサ１５から入力側及び
出力側へ放電されず、コンデンサ１５は充電時の
最大電圧Vc15（MAX）＝2Eを維持する。
る。サイクルの残りの期間π√14 15＜ｔ＜
Ｔ／２（Ｔはスイツチング周期）においてはコンデ ンサ１５の充電は完了しているが、トランジスタ
１８はオフ状態であり、ダイオード５の導通方向
が逆向きのため、コンデンサ１５から入力側及び
出力側へ放電されず、コンデンサ１５は充電時の
最大電圧Vc15（MAX）＝2Eを維持する。
次にサイクル（Ｔ／２＜ｔ＜Ｔ）において、ト
ランジスタ３がオフしトランジスタ１８がオンす
ると、コイル１７との共振作用によりコンデンサ
１５の電荷は第３図２に示すようにコンデンサ８
へ放電される。この時巻線１３にはフライバツク
電圧が発生しているが、これはコンデンサ１５の
両端電圧と逆極性であり、ダイオード５が非導通
方向であるためにコンデンサ１５から巻線１３側
へ電荷が放電されることはない。
ると、コイル１７との共振作用によりコンデンサ
１５の電荷は第３図２に示すようにコンデンサ８
へ放電される。この時巻線１３にはフライバツク
電圧が発生しているが、これはコンデンサ１５の
両端電圧と逆極性であり、ダイオード５が非導通
方向であるためにコンデンサ１５から巻線１３側
へ電荷が放電されることはない。
ここでコイル１７のインダクタンス、コンデン
サ８の両端電圧をそれぞれL17(H)、Vo（Ｖ）とす
ると、コンデンサ１５が放電を開始し、その両端
電圧が0Vになるまでの時間をτDC（sec）とする
と、コイル１７の電流IL17(A)及びコンデンサ１５
の両端電圧VC15（Ｖ）は下式(5)〜(9)であらわされ
る。
サ８の両端電圧をそれぞれL17(H)、Vo（Ｖ）とす
ると、コンデンサ１５が放電を開始し、その両端
電圧が0Vになるまでの時間をτDC（sec）とする
と、コイル１７の電流IL17(A)及びコンデンサ１５
の両端電圧VC15（Ｖ）は下式(5)〜(9)であらわされ
る。
Ｔ／２ｔＴ／２＋τDC（sec） ……(7)
但し
２N2／N1Ｅ＞Vo ……(10)
第３図からわかるようにコンデンサ１５の両端
電圧が0Vまで低下した時コイル１７の励磁電流
は最大となる。コイル１７の最大励磁電流IL17ｍ
(A)は下式(11)で表わされる。
電圧が0Vまで低下した時コイル１７の励磁電流
は最大となる。コイル１７の最大励磁電流IL17ｍ
(A)は下式(11)で表わされる。
以後コイル１７の励磁電流はダイオード１６を
介してリセツトされる。
介してリセツトされる。
このリセツト期間をτRS（sec）とすると、この
期間のコイル１７の電流IL17及びτRSは下式(12)、
（13）で表わされる。
期間のコイル１７の電流IL17及びτRSは下式(12)、
（13）で表わされる。
IL17＝IL17ｍ−Vo／L17（ｔ−Ｔ／２−τDC）(A)…
… (12) τRS＝L17IL17ｍ／Vo （sec）……（13） コイル１７の消磁完了後は次のサイクルが開
始されるまで、回路動作は静止している。
… (12) τRS＝L17IL17ｍ／Vo （sec）……（13） コイル１７の消磁完了後は次のサイクルが開
始されるまで、回路動作は静止している。
尚、前記(4)〜（13）式を導き出すにあたつて、
コンデンサ８の両端電圧、すなわち出力電圧Vo
はコンデンサ８と抵抗器９との放電回路の時定数
は周期Ｔに比べて非常に大きいと仮定しており、
サイクル、を通してその電圧値は不変である
とした。
コンデンサ８の両端電圧、すなわち出力電圧Vo
はコンデンサ８と抵抗器９との放電回路の時定数
は周期Ｔに比べて非常に大きいと仮定しており、
サイクル、を通してその電圧値は不変である
とした。
以上の説明からわかるように各トランジスタを
流れる電流がサイン波状のため発生するノイズは
基本波のみであり高調波成分はない。
流れる電流がサイン波状のため発生するノイズは
基本波のみであり高調波成分はない。
またターンオン及びターンオフ時のトランジス
タ３，１８の電流は０でありスイツチングロスは
なくまたサージ電流もない。したがつて動作周波
数を高周波化しても、ノイズ、サージ電流が増大
したり電源の電力変換効率が低下するようなこと
はない。
タ３，１８の電流は０でありスイツチングロスは
なくまたサージ電流もない。したがつて動作周波
数を高周波化しても、ノイズ、サージ電流が増大
したり電源の電力変換効率が低下するようなこと
はない。
尚、トランジスタ３がオンの時トランス４に励
磁された電力はトランジスタ３がオフの時巻線１
１及びダイオード２を介して入力電源１へ帰還さ
れる。
磁された電力はトランジスタ３がオフの時巻線１
１及びダイオード２を介して入力電源１へ帰還さ
れる。
ここで動作周波数、負荷抵抗器９の抵抗値をそ
れぞれｆ（Hz）、R9（Ω）とすると、出力電力Po
（Ｗ）は Po＝１／２C15Vc2 15maxf＝Vo2／R9（Ｗ） ……（14） VC15max＝２N2／N1Ｅの関係から出力電圧Voは 下式（15）のように表わされる。すなわち、 Vo＝N2／N1Ｅ√15 9（Ｖ） ……（15） となる。
れぞれｆ（Hz）、R9（Ω）とすると、出力電力Po
（Ｗ）は Po＝１／２C15Vc2 15maxf＝Vo2／R9（Ｗ） ……（14） VC15max＝２N2／N1Ｅの関係から出力電圧Voは 下式（15）のように表わされる。すなわち、 Vo＝N2／N1Ｅ√15 9（Ｖ） ……（15） となる。
上式から出力電圧Voは動作周波数ｒ（Hz）、負
荷抵抗器９の抵抗値R9（Ω）、入力電圧Ｅ（Ｖ）の
関数であり、逆に入力電圧Ｅ（Ｖ）あるいは負荷
抵抗器９の抵抗値R9（Ω）の変動に対して周波数
ｆ（Hz）を調整することにより、出力電圧が安定
化することがわかる。
荷抵抗器９の抵抗値R9（Ω）、入力電圧Ｅ（Ｖ）の
関数であり、逆に入力電圧Ｅ（Ｖ）あるいは負荷
抵抗器９の抵抗値R9（Ω）の変動に対して周波数
ｆ（Hz）を調整することにより、出力電圧が安定
化することがわかる。
以上説明したように本発明はコイルとコンデン
サの共振作用を利用しスイツチングトランジスタ
の電流をサイン波状にするため、スイツチングロ
スが少なく高周波化した場合でも低損失でしかも
ノイズ的には共振周波数の基本波のみであり、原
理的に低ノイズである等のすぐれた特徴を有する
ものである。
サの共振作用を利用しスイツチングトランジスタ
の電流をサイン波状にするため、スイツチングロ
スが少なく高周波化した場合でも低損失でしかも
ノイズ的には共振周波数の基本波のみであり、原
理的に低ノイズである等のすぐれた特徴を有する
ものである。
第１図は従来のフオワード方式の動作を説明す
るためのブロツク図、第２図は本発明の一実施例
を示すための回路図、第３図は第２図の動作を示
す波形図である。 １……入力電源、３……スイツチングトランジ
スタ、４……電圧変換トランス、５……第１のダ
イオード、８……第２のコンデンサ、９……負荷
抵抗器、１４……第１のコイル、１５……第１の
コンデンサ、１６……第２のダイオード、１７…
…第２のコイル、１８……スイツチングトランジ
スタ。
るためのブロツク図、第２図は本発明の一実施例
を示すための回路図、第３図は第２図の動作を示
す波形図である。 １……入力電源、３……スイツチングトランジ
スタ、４……電圧変換トランス、５……第１のダ
イオード、８……第２のコンデンサ、９……負荷
抵抗器、１４……第１のコイル、１５……第１の
コンデンサ、１６……第２のダイオード、１７…
…第２のコイル、１８……スイツチングトランジ
スタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電圧変換トランスと、前記トランスの１次側
巻線に直列に接続された第１のスイツチングトラ
ンジスタとを含み、 前記第１のスイツチングトランジスタのスイツ
チング動作によつて直流入力電圧から変換された
矩形波パルス電圧を前記トランスに印加し、その
第１の２次側巻線に取出された電圧を出力に利用
するスイツチングレギユレータにおいて、 第１のダイオードと第１のコイルと第１のコン
デンサとを直列に接続した第１の直流回路と、 前記トランスの第２の２次側巻線に出力された
電圧により、スイツチング動作する第２のスイツ
チングトランジスタと、第２のコイルと第２のコ
ンデンサとを直列に接続した第２の直流回路とを
有し、 前記第１の直流回路を前記電圧変換トランスの
第１の２次側巻線の両端に接続し、 前記第２の直流回路と第２のダイオードとを前
記第１のコンデンサに並列に接続し、 前記第１のスイツチングトランジスタがオンの
とき前記トランスの第１の２次側巻線に誘起され
た電圧により前記第１のダイオード及び前記第１
のコイルを介して前記第１のコンデンサを充電
し、かつ前記トランスの第２の２次側巻線に誘起
された電圧により前記第２のスイツチングトラン
ジスタをオフとし、 前記第１のスイツチングトランジスタがオンか
らオフになるとき前記トランスの前記第２の２次
側巻線に発生するフライバツク電圧によつて前記
第２のスイツチングトランジスタをオンとし前記
第１のコンデンサに蓄積された電荷により前記第
２のコンデンサを充電し、前記第２のコンデンサ
から出力をとり出すスイツチングレギユレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13502882A JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13502882A JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5925580A JPS5925580A (ja) | 1984-02-09 |
| JPH0147116B2 true JPH0147116B2 (ja) | 1989-10-12 |
Family
ID=15142247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13502882A Granted JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5925580A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3842465A1 (de) * | 1988-12-16 | 1990-06-28 | Flachenecker Gerhard | Schaltregler zur gleichspannungswandlung |
| US5220492A (en) * | 1989-12-26 | 1993-06-15 | Systel Development And Industries Ltd. | Inverter and power supply systems including same |
| JP5691137B2 (ja) * | 2008-05-14 | 2015-04-01 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源 |
-
1982
- 1982-08-02 JP JP13502882A patent/JPS5925580A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5925580A (ja) | 1984-02-09 |
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