JPH0150123B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0150123B2 JPH0150123B2 JP25005484A JP25005484A JPH0150123B2 JP H0150123 B2 JPH0150123 B2 JP H0150123B2 JP 25005484 A JP25005484 A JP 25005484A JP 25005484 A JP25005484 A JP 25005484A JP H0150123 B2 JPH0150123 B2 JP H0150123B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- balanced modulators
- triplate
- phase shifter
- diodes
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
- H01P1/185—Phase-shifters using a diode or a gas filled discharge tube
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えばマイクロ波の位相を連続的
に変える広帯域化した半導体移相器に関するもの
である。
に変える広帯域化した半導体移相器に関するもの
である。
従来この種の半導体移相器としては、例えば
「電子通信学会技術研究報告MW80−102」に記述
されているように、二重平衡変調器から成る構成
のものが知られており、このものは、ダイオード
へのバイア電圧の印加方法を変更するのみで、ア
ナログ形の半導体移相器として用いることができ
る。
「電子通信学会技術研究報告MW80−102」に記述
されているように、二重平衡変調器から成る構成
のものが知られており、このものは、ダイオード
へのバイア電圧の印加方法を変更するのみで、ア
ナログ形の半導体移相器として用いることができ
る。
第３図は従来の半導体移相器を示す斜視図であ
る。図において、１は誘電体基板、２はマイクロ
ストリツプ線路のストリツプ導体、３はマイクロ
ストリツプ線路の地導体、４はブランチライン形
の3dBハイブリツド結合器、５は第１の入出力端
子、６は整合終端端子、７は整合終端端子６に接
続される終端抵抗器であり、一端は地導体３に接
続される。８，９は第１の入力端子５から入射し
た電波が位相差90゜で等電力分配されて現われる
第１の結合端子及び第２の結合端子、１０，１１
は、地導体３に設けた細隙より成る第１の環状ス
ロツト線路及び第２の環状スロツト線路、１２，
１３は、各第１及び第２の環状スロツト線路１
０，１１に設けた３分岐に接続される先端短絡の
第１の分岐スロツト線路及び第２の分岐スロツト
線路、１４，１５，１６，１７は、各第１及び第
２の環状スロツト線路１０，１１が取り囲む第１
の導体面１８及び第２の導体面１９に一方の電極
が接続されるダイオードであり、各ダイオード１
４，１５及び１６，１７は一組のペアを構成し、
各ペアは逆極性で接続される。各ダイオード１
４，１５及び１６，１７の他方の電極は、それぞ
れ各第１及び第２の環状スロツト線路１０，１１
の細隙を橋渡しするように、かつ各第１及び第２
の分岐スロツト線路１２，１３をはさむように地
導体３に接続される。各ダイオード１４，１５に
印加するバイアスは、第１の導体面１８と地導体
３を介して印加し、各ダイオード１６，１７に印
加するバイアスは、第２の導体面１９と地導体３
を介して印加するが、第３図では図示を省略して
ある。２０はウイルソン形の3dB電力分配器、２
１は抵抗器、２２は第２の入力端子である。な
お、ブランチライン形の3dBハイブリツド結合器
４の各第１及び第２の結合端子８，９のストリツ
プ導体２は、それぞれ第１及び第２の環状スロツ
ト線路１０，１１と直交して配置することによ
り、また、第２の入出力端子２２から3dB電力分
配器２０に入射した電波が同位相、同振幅で現わ
れる各第１及び第２の分配端子２３，２４のスト
リツプ導体２は、それぞれ第１及び第２の分岐ス
ロツト線路１２，１３と直交して配置することに
より、マイクロストリツプ線路を伝搬する波とス
ロツト線路を伝搬する波とのスムーズな交換が行
われる。
る。図において、１は誘電体基板、２はマイクロ
ストリツプ線路のストリツプ導体、３はマイクロ
ストリツプ線路の地導体、４はブランチライン形
の3dBハイブリツド結合器、５は第１の入出力端
子、６は整合終端端子、７は整合終端端子６に接
続される終端抵抗器であり、一端は地導体３に接
続される。８，９は第１の入力端子５から入射し
た電波が位相差90゜で等電力分配されて現われる
第１の結合端子及び第２の結合端子、１０，１１
は、地導体３に設けた細隙より成る第１の環状ス
ロツト線路及び第２の環状スロツト線路、１２，
１３は、各第１及び第２の環状スロツト線路１
０，１１に設けた３分岐に接続される先端短絡の
第１の分岐スロツト線路及び第２の分岐スロツト
線路、１４，１５，１６，１７は、各第１及び第
２の環状スロツト線路１０，１１が取り囲む第１
の導体面１８及び第２の導体面１９に一方の電極
が接続されるダイオードであり、各ダイオード１
４，１５及び１６，１７は一組のペアを構成し、
各ペアは逆極性で接続される。各ダイオード１
４，１５及び１６，１７の他方の電極は、それぞ
れ各第１及び第２の環状スロツト線路１０，１１
の細隙を橋渡しするように、かつ各第１及び第２
の分岐スロツト線路１２，１３をはさむように地
導体３に接続される。各ダイオード１４，１５に
印加するバイアスは、第１の導体面１８と地導体
３を介して印加し、各ダイオード１６，１７に印
加するバイアスは、第２の導体面１９と地導体３
を介して印加するが、第３図では図示を省略して
ある。２０はウイルソン形の3dB電力分配器、２
１は抵抗器、２２は第２の入力端子である。な
お、ブランチライン形の3dBハイブリツド結合器
４の各第１及び第２の結合端子８，９のストリツ
プ導体２は、それぞれ第１及び第２の環状スロツ
ト線路１０，１１と直交して配置することによ
り、また、第２の入出力端子２２から3dB電力分
配器２０に入射した電波が同位相、同振幅で現わ
れる各第１及び第２の分配端子２３，２４のスト
リツプ導体２は、それぞれ第１及び第２の分岐ス
ロツト線路１２，１３と直交して配置することに
より、マイクロストリツプ線路を伝搬する波とス
ロツト線路を伝搬する波とのスムーズな交換が行
われる。
従来の二重平衡変調器は上記のように構成され
ており、以下に述べる各ダイオード１４〜１７へ
のバイアス印加方法により、位相変化範囲が360゜
のアナログ形の半導体位相器となる。
ており、以下に述べる各ダイオード１４〜１７へ
のバイアス印加方法により、位相変化範囲が360゜
のアナログ形の半導体位相器となる。
第４図は、第３図の半導体移相器における平衡
変調器のみを取り出して示す動作説明図である。
第４図は、第３図に示す地導体３側から見た状態
を示している。図に示すように、導体ワイヤから
成るバイアス回路２５のバイアス端子２６に印加
するバイアス電圧Ｖを正の電圧＋V0とすると、
ダイオード１４は順バイアスに印加されて低イン
ピーダンスとなり、ダイオード１５は逆バイアス
に印加されて高インピーダンスとなり、第１の分
岐スロツト線路１２から入射した波は第１の環状
スロツト線路１０を右回りに伝搬し、マイクロス
トリツプ線路に変換されて第１の結合端子８へ現
われる。一方、バイアス電圧Ｖを負の電圧−V0
とすると、各ダイオード１４，１５は上記と逆の
バイアス状態となり、第１の分岐スロツト線路１
２から入射した波は第１の環状スロツト線路１０
を左回りに伝搬し、マイクロストリツプ線路に変
換されて第１の結合端子８へ現われる。このよう
に、バイアス端子２６に印加するバイアス電圧の
極性により、第１の環状スロツト線路１０を伝搬
する電波の伝搬方向が異なり、マイクロストリツ
プ線路との変換部において両者は逆位相となる。
このため、第１の結合端子８へ現われる電波は、
バイアス電圧を＋V0から−V0に変えることによ
り位相が180゜反転する。
変調器のみを取り出して示す動作説明図である。
第４図は、第３図に示す地導体３側から見た状態
を示している。図に示すように、導体ワイヤから
成るバイアス回路２５のバイアス端子２６に印加
するバイアス電圧Ｖを正の電圧＋V0とすると、
ダイオード１４は順バイアスに印加されて低イン
ピーダンスとなり、ダイオード１５は逆バイアス
に印加されて高インピーダンスとなり、第１の分
岐スロツト線路１２から入射した波は第１の環状
スロツト線路１０を右回りに伝搬し、マイクロス
トリツプ線路に変換されて第１の結合端子８へ現
われる。一方、バイアス電圧Ｖを負の電圧−V0
とすると、各ダイオード１４，１５は上記と逆の
バイアス状態となり、第１の分岐スロツト線路１
２から入射した波は第１の環状スロツト線路１０
を左回りに伝搬し、マイクロストリツプ線路に変
換されて第１の結合端子８へ現われる。このよう
に、バイアス端子２６に印加するバイアス電圧の
極性により、第１の環状スロツト線路１０を伝搬
する電波の伝搬方向が異なり、マイクロストリツ
プ線路との変換部において両者は逆位相となる。
このため、第１の結合端子８へ現われる電波は、
バイアス電圧を＋V0から−V0に変えることによ
り位相が180゜反転する。
第５図、第６図及び第７図は、それぞれ第３図
の半導体移相器における動作説明図である。第５
図は、バイアス電圧と第１の結合端子８へ現われ
る電波の振幅、位相の関係の概要を示すベクトル
図を示しており、図示されているように、平衡変
調器はバイアス電圧を＋V0から−V0に連続的に
変えることにより、出力電波の位相を0゜と180゜に
保つたまま任意の振幅に制御することができる。
の半導体移相器における動作説明図である。第５
図は、バイアス電圧と第１の結合端子８へ現われ
る電波の振幅、位相の関係の概要を示すベクトル
図を示しており、図示されているように、平衡変
調器はバイアス電圧を＋V0から−V0に連続的に
変えることにより、出力電波の位相を0゜と180゜に
保つたまま任意の振幅に制御することができる。
第６図は、二重平衡変調器を用いた位相変化範
囲が360゜のアナログ形の移相器の動作を説明する
ための図を示しており、第１の平衡変調器２７ａ
のバイアス端子２８ａ、第２の平衡変調器２７ｂ
のバイアス端子を２８ｂとする。ここで、第１の
平衡変調器２７ａのバイアス端子２８ａに印加す
る電圧は、上記第４図に示す平衡変調器の出力電
圧の振幅の時間変化を、角速度ω1、時間ｔとし
て、sin ω1tに比例するように駆動する。一方、
第２の平衡変調器２７ｂのバイアス端子２８ｂに
印加する電圧は、出力電圧の振幅の時間変化を、
上記出力電圧に対し90゜の位相差を持つcos ω1tに
比例するように駆動する。このような時間変化で
ダイオード印加電圧を駆動すると、第２の入力端
子２２から3dB電力分配器２０に入射した電波
は、電力が等分された後、それぞれ第１及び第２
の平衡変調器２７ａ，２７ｂを伝搬し、90゜の位
相差をもつて3dBハイブリツド結合器４で電力合
成され、第１の入出力端子５へ現われる。この第
１の入出力端子５へ現われる電波は、第７図に示
すように、第１の平衡変調器２７ａを通つた電波
（第７図の点線ベクトル）と、第２の平衡変調器
２７ｂを通つた電波（第７図の点線ベクトル）の
合成電波（第７図の実線ベクトル）となる。すな
わち、各第１及び第２の平衡変調器２７ａ，２７
ｂの出力の合成ベクトルは、各出力電圧の振幅の
変化に応じて、振幅が一定で、角速度ω1で連続
的に位相変化するベクトルとなり、位相変化範囲
が360゜の半導体移相器が実現できることになる。
囲が360゜のアナログ形の移相器の動作を説明する
ための図を示しており、第１の平衡変調器２７ａ
のバイアス端子２８ａ、第２の平衡変調器２７ｂ
のバイアス端子を２８ｂとする。ここで、第１の
平衡変調器２７ａのバイアス端子２８ａに印加す
る電圧は、上記第４図に示す平衡変調器の出力電
圧の振幅の時間変化を、角速度ω1、時間ｔとし
て、sin ω1tに比例するように駆動する。一方、
第２の平衡変調器２７ｂのバイアス端子２８ｂに
印加する電圧は、出力電圧の振幅の時間変化を、
上記出力電圧に対し90゜の位相差を持つcos ω1tに
比例するように駆動する。このような時間変化で
ダイオード印加電圧を駆動すると、第２の入力端
子２２から3dB電力分配器２０に入射した電波
は、電力が等分された後、それぞれ第１及び第２
の平衡変調器２７ａ，２７ｂを伝搬し、90゜の位
相差をもつて3dBハイブリツド結合器４で電力合
成され、第１の入出力端子５へ現われる。この第
１の入出力端子５へ現われる電波は、第７図に示
すように、第１の平衡変調器２７ａを通つた電波
（第７図の点線ベクトル）と、第２の平衡変調器
２７ｂを通つた電波（第７図の点線ベクトル）の
合成電波（第７図の実線ベクトル）となる。すな
わち、各第１及び第２の平衡変調器２７ａ，２７
ｂの出力の合成ベクトルは、各出力電圧の振幅の
変化に応じて、振幅が一定で、角速度ω1で連続
的に位相変化するベクトルとなり、位相変化範囲
が360゜の半導体移相器が実現できることになる。
上記のような従来の半導体移相器では、マイク
ロストリツプ線路の地導体３を利用してスロツト
線路が構成されている。そのため、3dBハイブリ
ツド結合器４としては、マイクロストリツプ線路
で構成するブランチライン形の3dBハイブリツド
結合器、インタデイジタル形の3dBハイブリツド
結合器が用いられるが、前者は使用可能帯域が10
％程度と狭帯域であり、また、後者は不均一な媒
質に構成されるために結合線路の偶モードと奇モ
ードの伝搬定数が異なり、使用可能帯域が狭くな
り１オクターブ以上の帯域を得ることは難しい。
平衡変調器の出力は、バイアス電圧の駆動に読み
出し専用メモリ（ROM）、デイジタル・アナロ
グ変換器（Ｄ／Ａコンバータ）を用いることによ
り、広帯域にわたり所要の出力電圧を得ることが
可能となるが、3dBハイブリツド結合器４の帯域
により、この種のマイクロ波における半導体移相
器の使用帯域が制限されるという問題点があつ
た。
ロストリツプ線路の地導体３を利用してスロツト
線路が構成されている。そのため、3dBハイブリ
ツド結合器４としては、マイクロストリツプ線路
で構成するブランチライン形の3dBハイブリツド
結合器、インタデイジタル形の3dBハイブリツド
結合器が用いられるが、前者は使用可能帯域が10
％程度と狭帯域であり、また、後者は不均一な媒
質に構成されるために結合線路の偶モードと奇モ
ードの伝搬定数が異なり、使用可能帯域が狭くな
り１オクターブ以上の帯域を得ることは難しい。
平衡変調器の出力は、バイアス電圧の駆動に読み
出し専用メモリ（ROM）、デイジタル・アナロ
グ変換器（Ｄ／Ａコンバータ）を用いることによ
り、広帯域にわたり所要の出力電圧を得ることが
可能となるが、3dBハイブリツド結合器４の帯域
により、この種のマイクロ波における半導体移相
器の使用帯域が制限されるという問題点があつ
た。
この発明は、かかる問題点を解決するためにな
されたもので、１オクターブ以上のような広帯域
で、位相変化範囲が360°の半導体移相器を得るこ
とを目的とするものである。
されたもので、１オクターブ以上のような広帯域
で、位相変化範囲が360°の半導体移相器を得るこ
とを目的とするものである。
この発明に係る半導体移相器は、３層の誘電体
基板から成るトリプレート形ストリツプ線路を用
いた幅広面結合線路形の3dBハイブリツド結合器
及び3dB電力分配器と、同じく３層の誘電体基板
から成るトリプレート形ストリツプ線路の地導体
両面に設けた、対の細隙から成るスロツト線路で
構成した平衡変調器とを一体構成したものであ
る。
基板から成るトリプレート形ストリツプ線路を用
いた幅広面結合線路形の3dBハイブリツド結合器
及び3dB電力分配器と、同じく３層の誘電体基板
から成るトリプレート形ストリツプ線路の地導体
両面に設けた、対の細隙から成るスロツト線路で
構成した平衡変調器とを一体構成したものであ
る。
この発明の半導体移相器においては、トリプレ
ート形ストリツプ線路で構成した幅広面結合線路
形の3dBハイブリツド結合器が広帯域な性能を有
し、かつトリプレート形ストリツプ線路と、この
トリプレート形ストリツプ線路の地導体両面に設
けた対の細隙から成るスロツト線路との変換も円
滑に行われるために、広帯域性能が得られる。
ート形ストリツプ線路で構成した幅広面結合線路
形の3dBハイブリツド結合器が広帯域な性能を有
し、かつトリプレート形ストリツプ線路と、この
トリプレート形ストリツプ線路の地導体両面に設
けた対の細隙から成るスロツト線路との変換も円
滑に行われるために、広帯域性能が得られる。
第１図Ａはこの発明の一実施例である半導体移
相器を示す斜視図、第１図Ｂは、第１図Ａの半導
体移相器のＡ−Ａ線断面図、第２図は、第１図Ａ
の半導体移相器の構造を説明するための分解斜視
図である。第２図は、第１図Ａに示す３層の誘電
体基板を分離した状態を示している。上記各図に
おいて、５は第１の入出力端子、６は整合終端端
子、７は終端抵抗器、２１は抵抗器、２２は第２
の入出力端子、２９は誘電体上層基板、３０は誘
電体中層基板、３１は誘電体下層基板、３２はト
リプレート形ストリツプ線路の第１の地導体、３
３はトリプレート形ストリツプ線路の第２の地導
体、３４は誘電体中層基板３０の両面にストリツ
プ導体３５を設けて構成した幅広面結合線路形の
3dBハイブリツド結合器、３６は、第１の地導体
３２及び第２の地導体３３に設けた対向する細隙
から成るスロツト線路３７で構成した第１の平衡
変調器、３８は同じく上記スロツト線路３７で構
成した第２の平衡変調器である。各第１及び第２
の平衡変調器３６，３８は、それぞれ第１の地導
体３２、第２の地導体３３の面に各々２個のダイ
オード３９を逆極性で接続して用い、これらのダ
イオード３９には、環状のスロツト線路３７が取
り囲む導体と地導体を介して各バイアス端子４
０，４１，４２，４３からバイアスが印加され
る。４４は、誘電体中層基板３０の一方の面にス
トリツプ導体３５、抵抗器２１を設けたトリプレ
ート形ストリツプ線路で構成したウイルキンソン
形の3dB電力分配器である。
相器を示す斜視図、第１図Ｂは、第１図Ａの半導
体移相器のＡ−Ａ線断面図、第２図は、第１図Ａ
の半導体移相器の構造を説明するための分解斜視
図である。第２図は、第１図Ａに示す３層の誘電
体基板を分離した状態を示している。上記各図に
おいて、５は第１の入出力端子、６は整合終端端
子、７は終端抵抗器、２１は抵抗器、２２は第２
の入出力端子、２９は誘電体上層基板、３０は誘
電体中層基板、３１は誘電体下層基板、３２はト
リプレート形ストリツプ線路の第１の地導体、３
３はトリプレート形ストリツプ線路の第２の地導
体、３４は誘電体中層基板３０の両面にストリツ
プ導体３５を設けて構成した幅広面結合線路形の
3dBハイブリツド結合器、３６は、第１の地導体
３２及び第２の地導体３３に設けた対向する細隙
から成るスロツト線路３７で構成した第１の平衡
変調器、３８は同じく上記スロツト線路３７で構
成した第２の平衡変調器である。各第１及び第２
の平衡変調器３６，３８は、それぞれ第１の地導
体３２、第２の地導体３３の面に各々２個のダイ
オード３９を逆極性で接続して用い、これらのダ
イオード３９には、環状のスロツト線路３７が取
り囲む導体と地導体を介して各バイアス端子４
０，４１，４２，４３からバイアスが印加され
る。４４は、誘電体中層基板３０の一方の面にス
トリツプ導体３５、抵抗器２１を設けたトリプレ
ート形ストリツプ線路で構成したウイルキンソン
形の3dB電力分配器である。
次に、上記のようにして構成されたこの発明の
一実施例である半導体移相器の動作について説明
する。第２の入出力端子２２から入射した電波
は、3dB電力分配器４４で等電力分配された後、
各第１の地導体３２、第２の地導体３３の両面に
設けられたスロツト線路３７を伝搬し、各第１の
平衡変調器３６及び第２の平衡変調器３８でそれ
ぞれsin ω1t、cos ω1tに比例する振幅で変調を受
けた後、再度、トリプレート形ストリツプ線路に
伝搬モードが変換され、広帯域な幅広面結合線路
形の3dBハイブリツド結合器３４により位相差
90゜でベクトル的に合成され、第１の入出力端子
５には、等振幅で、位相が360゜連続して変化する
出力が現われる。各第１及び第２の平衡変調器３
６，３８の出力電圧の振幅は、読み取り専用メモ
リ（ROM）を利用したダイオードバイアス電圧
駆動方法を用いれば、所要のsin ω1t、cos ω1tに
比例した値とすることが可能である。したがつ
て、原理的に、アイソレーシヨンに周波数特性を
持たない広帯域な幅広面結合線路形の3dBハイブ
リツド結合器３４を用い、かつトリプレート形ス
トリツプ線路、スロツト線路３７を一体した３層
の誘電体基板を用いて構成するため、不連続部に
よる反射が少なく、広帯域な半導体移相器を得る
ことができる。
一実施例である半導体移相器の動作について説明
する。第２の入出力端子２２から入射した電波
は、3dB電力分配器４４で等電力分配された後、
各第１の地導体３２、第２の地導体３３の両面に
設けられたスロツト線路３７を伝搬し、各第１の
平衡変調器３６及び第２の平衡変調器３８でそれ
ぞれsin ω1t、cos ω1tに比例する振幅で変調を受
けた後、再度、トリプレート形ストリツプ線路に
伝搬モードが変換され、広帯域な幅広面結合線路
形の3dBハイブリツド結合器３４により位相差
90゜でベクトル的に合成され、第１の入出力端子
５には、等振幅で、位相が360゜連続して変化する
出力が現われる。各第１及び第２の平衡変調器３
６，３８の出力電圧の振幅は、読み取り専用メモ
リ（ROM）を利用したダイオードバイアス電圧
駆動方法を用いれば、所要のsin ω1t、cos ω1tに
比例した値とすることが可能である。したがつ
て、原理的に、アイソレーシヨンに周波数特性を
持たない広帯域な幅広面結合線路形の3dBハイブ
リツド結合器３４を用い、かつトリプレート形ス
トリツプ線路、スロツト線路３７を一体した３層
の誘電体基板を用いて構成するため、不連続部に
よる反射が少なく、広帯域な半導体移相器を得る
ことができる。
なお、上記実施列では、この発明の半導体移相
器を位相変化範囲が360゜の移相器として用いる場
合について説明したが、ダイオードをパルス電圧
で駆動する４相位相変調器として利用できること
は云うまでもない。
器を位相変化範囲が360゜の移相器として用いる場
合について説明したが、ダイオードをパルス電圧
で駆動する４相位相変調器として利用できること
は云うまでもない。
この発明は以上説明したとおり、半導体移相器
において、３層の誘電体基板を用いたトリプレー
ト形ストリツプ線路で幅広面結合線路形の3dBハ
イブリツド結合器及び3dB電力分配器を構成し、
トリプレート形ストリツプ線路の地導体両面に設
けた対の細隙から成るスロツト線路で平衡変調器
を構成したので、この種の従来の半導体移相器と
比べて、より一層広帯域な半導体移相器が得られ
るという優れた効果を奏するものである。
において、３層の誘電体基板を用いたトリプレー
ト形ストリツプ線路で幅広面結合線路形の3dBハ
イブリツド結合器及び3dB電力分配器を構成し、
トリプレート形ストリツプ線路の地導体両面に設
けた対の細隙から成るスロツト線路で平衡変調器
を構成したので、この種の従来の半導体移相器と
比べて、より一層広帯域な半導体移相器が得られ
るという優れた効果を奏するものである。
第１図Ａはこの発明の一実施例である半導体移
相器を示す斜視図、第１図Ｂは、第１図Ａの半導
体移相器のＡ−Ａ線断面図、第２図は、第１図Ａ
の半導体移相器の構造を説明するための分解斜視
図、第３図は従来の半導体移相器を示す斜視図、
第４図は、第３図の半導体移相器における平衡変
調器のみを取り出して示す動作説明図、第５図、
第６図及び第７図は、それぞれ第３図の半導体移
相器における動作説明図である。 図において、５……第１の入出力端子、６……
整合終端端子、７……終端抵抗器、２１……抵抗
器、２２……第２の入出力端子、２９……誘電体
上層基板、３０……誘電体中層基板、３１……誘
電体下層基板、３２……第１の地導体、３３……
第２の地導体、３４……幅広面結合線路形の3dB
ハイブリツド結合器、３５……ストリツプ導体、
３６……第１の平衡変調器、３７……スロツト線
路、３８……第２の平衡変調器、３９……ダイオ
ード、４０〜４３……バイアス端子、４４……
3dB電力分配器である。なお、各図中、同一符号
は同一、又は相当部分を示す。
相器を示す斜視図、第１図Ｂは、第１図Ａの半導
体移相器のＡ−Ａ線断面図、第２図は、第１図Ａ
の半導体移相器の構造を説明するための分解斜視
図、第３図は従来の半導体移相器を示す斜視図、
第４図は、第３図の半導体移相器における平衡変
調器のみを取り出して示す動作説明図、第５図、
第６図及び第７図は、それぞれ第３図の半導体移
相器における動作説明図である。 図において、５……第１の入出力端子、６……
整合終端端子、７……終端抵抗器、２１……抵抗
器、２２……第２の入出力端子、２９……誘電体
上層基板、３０……誘電体中層基板、３１……誘
電体下層基板、３２……第１の地導体、３３……
第２の地導体、３４……幅広面結合線路形の3dB
ハイブリツド結合器、３５……ストリツプ導体、
３６……第１の平衡変調器、３７……スロツト線
路、３８……第２の平衡変調器、３９……ダイオ
ード、４０〜４３……バイアス端子、４４……
3dB電力分配器である。なお、各図中、同一符号
は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- １ 3dBハイブリツド結合器の位相差90゜で等電
力分配される２つの端子に同一構成の第１及び第
２の平衡変調器を接続し、この２個の平衡変調器
の出力を3dB電力分配器に接続した構成を有し、
前記第１及び第２の平衡変調器の出力の振幅の時
間変化が、それぞれ正弦関数及び余弦関数に比例
するように駆動されるアナログ形の移相器におい
て、前記3dBハイブリツド結合器は、３層の誘電
体基板から成るトリプレート形ストリツプ線路を
用いた幅広面結合線路形の3dBハイブリツド結合
器で構成し、前記第１及び第２の平衡変調器は、
共に前記トリプレート形ストリツプ線路の地導体
両面の対向する位置に設けた対の細隙から成るス
ロツト線路を環状に配置し、この環状のスロツト
線路が取り囲む対向する第１及び第２の導体面の
対向するそれぞれの位置に、２個のダイオードが
互いに逆極性になるようにこの各ダイオードの一
方の電極を近接して接続し、前記第１及び第２の
導体面の対向する位置に接続された４個のダイオ
ードの他方の電極は、前記スロツト線路を対の細
隙を橋渡しするように導体面にそれぞれ接続し、
前記２個のダイオードの間から前記環状のスロツ
ト線路の外側に向けて伝送路を伸ばすように、対
の細隙から成る有限長の長さのスロツト線路を接
続する３分岐部を設けて構成し、前記3dB電力分
配器は、前記3dBハイブリツド結合器と前記第１
及び第２の平衡変調器を構成する同一の誘電体基
板から成るトリプレート形ストリツプ線路で構成
し、前記3dBハイブリツド結合器と前記第１及び
第２の平衡変調器、ならびに前記3dB電力分配器
と前記第１及び第２の平衡変調器のそれぞれの接
続部は、共にトリプレート形ストリツプ線路と、
このトリプレート形ストリツプ線路の地導体両面
に設けた対の細隙から成るスロツト線路との変換
で構成し、前記第１及び第２の平衡変調器を構成
する前記環状のスロツト線路で取り囲む４つの導
体面を介し、前記ダイオードにバイアスを印加す
る手段を具備したことを特徴とする半導体移相
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25005484A JPS61128601A (ja) | 1984-11-27 | 1984-11-27 | 半導体移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25005484A JPS61128601A (ja) | 1984-11-27 | 1984-11-27 | 半導体移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61128601A JPS61128601A (ja) | 1986-06-16 |
| JPH0150123B2 true JPH0150123B2 (ja) | 1989-10-27 |
Family
ID=17202114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25005484A Granted JPS61128601A (ja) | 1984-11-27 | 1984-11-27 | 半導体移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61128601A (ja) |
-
1984
- 1984-11-27 JP JP25005484A patent/JPS61128601A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61128601A (ja) | 1986-06-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2603437B2 (ja) | 周期的ドメイン反転電気・光変調器 | |
| US12298610B2 (en) | Coplanar waveguide wire electrode structure and modulator | |
| CA2026337C (en) | Electro-optic modulator | |
| GB2138587A (en) | Travelling wave electrooptic devices | |
| US11740533B2 (en) | Providing a drive signal for optical modulator portions | |
| JPS63271412A (ja) | 光電子装置における電極装置 | |
| US4276521A (en) | Quadriphase integrated high-speed microwave modulator | |
| WO2023284370A1 (zh) | 折叠型马赫曾德尔调制器 | |
| GB2407644A (en) | A coplanar waveguide line | |
| US7016554B2 (en) | Optical modulator | |
| JPS61172401A (ja) | 半導体移相器 | |
| JPH0150123B2 (ja) | ||
| US3477028A (en) | Balanced signal mixers and power dividing circuits | |
| US4969701A (en) | Integrated electro-optical modulator/commutator with pass-band response | |
| JPH0366842B2 (ja) | ||
| JPH0346561Y2 (ja) | ||
| JPH0814664B2 (ja) | 光変調器 | |
| JPS61205002A (ja) | 電力分配器 | |
| JPS62244015A (ja) | 広帯域高感度光変調器 | |
| JPS6129161B2 (ja) | ||
| JPH0373166B2 (ja) | ||
| SU1160525A1 (ru) | Однополосный модул тор СВЧ | |
| JPH0257001A (ja) | 電力分配器 | |
| JPS63141022A (ja) | 無限光波位相制御回路 | |
| JPS6342962B2 (ja) |