JPH0366842B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、マイクロ波の位相を連続的に変え
る半導体移相器の広帯域化に関するものである。

〔従来の技術〕

第４図例えば電子通信学会技術研究報告MW80
−102に示された従来の二重平衡変調器の構成を
示す図であり、ダイオードへのバイアス電圧の印
加方法を変更するのみで、アナログ形の半導体移
相器として用いることができる。図において、１
は誘電体基板、２はマイクロストリツプ線路のス
トリツプ導体、３はマイクロストリツプ線路の地
導体、４はブランチライン形3dBハイブリツド結
合器、５は第１の入出力端子、６は整合終端端
子、７はこの整合終端端子に接続される終端抵抗
器で一端は地導体３に接続される。８，９は第１
の入出力端子５から入射した電波が位相差90゜で
等電力分配されて現われる第１の結合端子、第２
の結合端子、１０，１１は地導体３に設けた細隙
よりなる第１の環状スロツト線路、第２の環状ス
ロツト線路、１２，１３は第１および第２の環状
スロツト線路に設けた３分岐に接続される先端短
絡の第１および第２の分岐スロツト線路、１４，
１５，１６，１７は第１および第２の環状スロツ
ト線路１０，１１が取り囲む第１の導体面１８、
第２の導体面１９に一方の電極が接続されるダイ
オードであり、１４，１５および１６，１７のダ
イオードが一組のペアを構成し、各ペアは逆極性
で接続される。

ダイオード１４，１５およびダイオード１６，
１７の他方の電極はそれぞれ第１および第２の環
状スロツト線路１０，１１の細〓を橋渡しするよ
うに、かつ、第１および第２の分岐スロツト線路
１２，１３をはさむように地導体３に接続され
る。

ダイオード１４，１５に印加するバイアスは、
第１の導体面１８と地導体３、ダイオード１６，
１７に印加するバイアスは第２の導体面１９と地
導体３を介して印加するが、第４図では図示を省
略した。２０はウイルキンソン形の3dB電力分配
器、２１は抵抗器、２２は第２の入出力端子であ
る。なお、ブランチライン形3dBハイブリツド結
合器４の第１および第２の結合端子８，９のスト
リツプ導体２はそれぞれ第１および第２の環状ス
ロツト線路１０，１１と直交して配置することに
より、また、第２の入出力端子２２から3dB電力
分配器２０に入射した電波が同位相、同振幅で現
われる第１および第２の分配端子２３，２４のス
トリツプ導体２はそれぞれ第１および第２の分岐
スロツト線路１２，１３と直交して配置すること
によりマイクロストリツプ線路を伝搬する波とス
ロツト線路を伝搬する波とスムーズな変換が行な
われる。

従来の二重平衡変調器は上記のように構成さ
れ、以下に述べるダイオードへバイアス印加方法
により位相可変範囲360゜のアナログ形の半導体移
相器となる。

第５図は二重平衡変調器のうち平衡変調器を取
り出し動作説明を行うための図で第４図の地導体
３側から見た状態を示す。

導体ワイヤから成るバイアス回路２５のバイア
ス端子２６に印加するバイアス電圧Ｖを正の電圧
＋Voとすると、ダイオード１４は順バイアスに
印加され低インピーダンス、ダイオード１５は逆
バイアスに印加され高インピーダンスとなり第１
の分岐スロツト線路１２から入射した波は第１の
環状スロツト線路１０を右廻りに伝搬しマイクロ
ストリツプ線路に変換され第１の結合端子８へ現
われる。一方、バイアス電圧Ｖを負の電圧−Vo
とするとダイオードはそれぞれ上記と逆のバイア
ス状態となり第１の分岐スロツト線路１２から入
射した波は第１の環状スロツト線路１０を左廻り
に伝搬しマイクロストリツプ線路に変換され第１
の結合端子８へ現わたる。このようにバイアス端
子２６に印加するバイアス電圧の極性により、環
状スロツト線路を伝搬する電波の伝搬の方向が異
なり、マイクロストリツプ線路との変換部におい
て、両者は逆位相となる。このため第１の結合端
子８へ現われる電波は、バイアス電圧を＋Voか
ら−Voに変えることにより位相が180゜反転する。
第６図は、バイアス電圧と第１の結合端子８へ現
われる電波の振幅、位相の関係の概要を示したベ
クトル図である。このように、平衡変調器はバイ
アス電圧を＋Voから−Voに連続的に変えること
ににより出力電波の位相を0゜と180゜に保つたま
ま、任意の振幅に制御することができる。

第７図は、二重平衡変調器を用いた位相変化範
囲360゜のアナログ移相器の動作説明のための図で
ある。第１の平衡変調器２６のバイアス端子を２
５、第２の平衡変調器２７のバイアス端子を２８
とする。

ここで第１の平衡変調器２６のバイアス端子２
５に印加する電圧は、第６図に示した平衡変調器
の出力電圧の振幅の時間変化がω₁を角速度、ｔ
を時間としてsinω₁tに比例するように駆動する。
一方、第２の平衡変調器２７のバイアス端子２８
に印加する電圧は、出力電圧の振幅の時間変化
が、上記出力電圧に対し90゜の位相差を持つ
cosω₁tに比例するように駆動する。このような
時間変化でダイオード印加電圧を駆動すると、第
２の入出力端子２２から3dB電力分配器２０に入
射した電波は、電力が２等分されたあとそれぞれ
第１および第２の平衡変調器２６，２７を伝搬
し、90゜の位相差を持つて3dBハイブリツド結合
器４で電力合成され、第１の入出力端子５へ現わ
れる。この第１の入出力端子５へ現われる電波
は、第１の平衡変調器２６を通つた電波（点線ベ
クトル）および第２の平衡変調器２７を通つた電
波（点線ベクトル）の合成ベクトルとして実線で
第８図のように表わすことができる。

すなわち、第１および第２の平衡変調器２６，
２７の出力の合成ベクトルは、各出力電圧の振幅
の変化に応じて振幅一定で、角速度ω₁で連続的
に位相変化するベクトルとなり、位相変化範囲
360゜の半導体移相器が実現できることになる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記のような従来の半導体移相器では、マイク
ロストリツプ線路の地導体を利用してスロツト線
路が構成される。

そのため、3dBハイブリツド結合器としてはマ
イクロストリツプ線路で構成するブランチライン
形3dBハイブリツド結合器、インタデイジタル形
3dBハイブリツド結合器が用いられるが、前者は
使用可能帯域が10％程度と狭帯域であり、また、
後者は、不均一な媒質に構成されるため結合線路
の偶モードと奇モードの伝搬定数が異なり使用可
能帯域を１オクターブ以上にすることがむづかし
い、 平衡変調器の出力は、バイアス電圧の駆動に読
み出し専用メモリ（ROM）、デイジタル・アナ
ログ変換器（Ｄ／Ａコンバータ）を用いることに
より広帯域にわたり所要の出力を得ることが可能
であるが、3dBハイブリツド結合器の帯域により
この種のマイクロ波半導体移相器の使用帯域が制
限されるという問題があつた。

さらに、この種、平衡変調器の出力をベクトル
的に合成する移相器では第１の平衡変調器が遮断
状態の場合、合成電圧の出力の周波数変動が大き
くなるという問題がある。これは、次のように説
明される。遮断状態の平衡変調器は、ほぼ完全反
射となる。したがつて3dBハイブリツド結合器の
アイソレーシヨンをS₄₁、結合を１／√２とすると、 出力端子へ現われる電波の振幅Voutの最大、最
小は Vout＝（１／√２）²｜１±S₄₁｜ で与えられる。アイソレーシヨンを15dBとする
と、出力は−4.6bB〜−7.7dBの範囲で変化する。
これは、周波数を変えると出力レベルが最大
3.1dB変動することを表わしており、この移相器
の損失変動を少なくするにはアイソレーシヨンの
大きくとれる3dBハイブリツド結合器を使わざる
を得ず、使用可能帯域が狭くなるという問題があ
つた。

この発明は上記のような問題点を解消するため
になされたもので、１オクターブ以上のような広
帯域にわたり、位相可変範囲360゜の損失変動の少
ない半導体移相器を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るマイクロ波半導体移相器は、３
層の誘電体基板を用いたトリプレート形ストリツ
プ線路で結合線路形の3dBハイブリツド結合器、
ウイルキンソン形3dB電力分配器を構成し、トリ
プレート形ストリツプ線路の地導体両面に設けた
対向する細隙および導波管から成るバイラテラル
フインラインを用いて平衡変調器を構成するとと
もに、２ケの平衡変調器を3dBハイブリツド結合
器２ケでバランス形に接続し、このバランス形に
接続した平衡変調器を２組用いたものである。

〔作用〕

この発明におけるマイクロ波半導体移相器は、
トリプレート形ストリツプ線路で構成した結合線
路形3dBハイブリツド結合器が広帯域な性能を有
し、かつトリプレート形ストリツプ線路と、バイ
ラテラルフインラインの変換も円滑に行なわれる
ため広帯域な性能が得られる。さらに、平衡変調
器を２台バランス形に接続して一組の平衡変調器
として用いるため、3dBハイブリツド結合器のア
イソレーシヨンの不足による損失変動を小さくで
きる。

〔実施例〕

第１図Ａは、この発明の一実施例の構造を示す
斜視図、第１図Ｂは第１図ＡのAA断面図であ
る。

第１図において、２９は誘電体上層基板、３０
は誘電体中層基板、３１は誘電体下層基板、３２
はトリプレート形ストリツプ線路の第１の地導
体、３３はトリプレート形ストリツプ線路の第２
の地導体、３４は第１の金属筐体、３５は第１の
金属筐体３４と共に導波管３６を構成する第２の
金属筐体、３７は第１および第２の地導体３２，
３３に設けられたスリツト、３８はスリツト３７
と、第１および第２の金属筐体３４，３５から構
成されるバイラテラルフインラインである。

第２図は、この発明の一実施例の構成ブロツク
図である。３９は第１の平衡変調器、４０は第２
の平衡変調器、４１は第３の平衡変調器、４２は
第４の平衡変調器、４３は結合線路形3dBハイブ
リツド結合器、４４はウイルキンソン形3dB電力
分配器、４５は整合終端用の抵抗器、４６，４７
は入出力端子である。

また、第１の平衡変調器３９、第２の平衡変調
器４０を２ケの結合線路形3dBハイブリツド結合
器４３でバランス形に接続して第１の組の平衡変
調器４８が構成され、また、第３の平衡変調器４
１、第４の平衡変調器４２を２ケの結合線路形
3dBハイブリツド結合器４３でバランス形に接続
して第２の組の平衡変調器４９が構成される。第
３図は、第２図中、点線で囲んだ第２の組の平衡
変調器４９を取り出して、その構成を分解して示
した図である。

環状のバイラテラルフインライン３８と直線状
のバイラテラルフインライン３８の接続部には４
つのダイオード５０がスリツト３７を橋渡しする
ように接続される。同一の地導体面に接続される
２ケのダイオード５０は逆極性で、異なる地導体
面間の対向する２ケのダイオード５０は同極性で
接続される。それぞれのダイオード５０には、環
状のバイラテラルフインライン３８で取り囲む導
体面と第１および第２の筐体３４，３５の間にバ
イアス電圧が印加される。ここでは簡単のためバ
イアス回路の図示を省略した。

このバイラテラルフインライン３８とダイオー
ド５０で構成した第３の平衡変調器４１、第４の
平衡変調器４２はトリプレート形ストリツプ線路
５１に変換されて入出力線路を構成し、２ケの結
合線路形3dBハイブリツド結合器４３にバランス
形接続されて第２の組の平衡変調器４９となる。
この第３図に示した構成は第１の組の平衡変調器
４８も同一である。

上記のように構成したマイクロ波半導体移相器
では、第１の組の平衡変調器４８内の第１および
第２の平衡変調器３９，４０は結合線路形3dBハ
イブリツド結合器４３の電力分配差を相殺するよ
うにバランス形で接続されており、第１および第
２の平衡変調器３９，４０は共にsinω₁t（又は
cosω₁t）の出力となるよう駆動される。ここで
ω₁は角周波数、ｔは時間である。したがつて第
１の組の平衡変調器４８の出力はsinω₁t（又は
cosω₁t）となる。

同様に第２の組の平衡変調器４９の出力は
cosω₁t（又はsinω₁t）となるように駆動する。こ
のとき入出力端子４６から入射した波はウイルキ
ンソン形3dB電力分配器４４で等位相、等分配さ
れそれぞれ第１の組の平衡変調器４８、第２の組
の平衡変調器４９をとおり、位相差90゜で電力合
成用の結合線路形3dBハイブリツド結合器４３で
ベクトル的に合成され、等振幅で位相可変範囲
360゜の移相器となる。

ここで、第１の組の平衡変調器４８の出力を
１、第２の組の平衡変調器４９の出力を０とす
る。今電力合成用の結合線路形3dBハイブリツド
結合器４３のアイソレーシヨンが、十分得られな
い場合を考えられる。このとき、第２の組の平衡
変調器４９に漏れ込んだ電波は、第３および第４
の平衡変調器４１，４２で完全反射され結合線路
形3dBハイブリツド結合器４３に接続された抵抗
器４５に吸収され入出力端子４７に現われない。
すなわち、アイソレーシヨンが不十分なことに起
因する損失変動は抑圧できることになる。

さらに、この構成の移相器は偶モード、奇モー
ドの位相速度の等しい結合線路形3dBハイブリツ
ド結合器４３を用いているため広帯域性能が得ら
れること、バイラテラルフインライン３８とトリ
プレート形ストリツプ線路５１の変換部が広帯域
性能を有すること、３層の一板基板に一体化構成
が可能なことのために広帯域な性能を有する。

〔発明の効果〕

以上のようにこの発明によれば、バイラテラル
フインラインで平衡変調器、トリプレート形スト
リツプ線路で結合線路形3dBハイブリツド結合器
を構成することにより広帯域化でき、さらに、平
衡変調器を２ケ、バランス形に接続して１組の平
衡変調器とし、これを２組用いた構成とするこに
より、損失の周波数に対する変動、および位相を
変えた場合の損失変動を小さくできる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるマイクロ波
半導体移相器の構造を示す図で、第１図ａは斜視
図、第１図ｂは第１図ａのAA断面図、第２図は
この発明の一実施例の構成ブロツク図、第３図は
ひと組の平衡変調器の構造を分解して示した図、
第４図は従来のマイクロ波半導体移相器の構造を
示す斜視図、第５図は第４図のうち平衡変調器の
みを取り出して示す部分図、第６図、第７図、第
８図は従来の半導体移相器の動作説明図である。 図において、２９は誘電体上層基板、３０は誘
電体中層基板、３１は誘電体下層基板、３２は第
１の地導体、３３は第２の地導体、３４は第１の
金属筐体、３５は第２の金属筐体、３６は導波
管、３７はスリツト、３８はバイラテラルフイン
ライン、３９は第１の平衡変調器、４０は第２の
平衡変調器、４１は第３の平衡変調器、４２は第
４の平衡変調器、４３は結合線路形3dBハイブリ
ツド結合器、４４はウイルキンソン形3dB電力分
配器、４５は抵抗器、４６，４７は入出力端子、
４８は第１の組の平衡変調器、４９は第２の組の
平衡変調器、５０はダイオード、５１はトリプレ
ート形ストリツプ線路である。なお各図中、同一
符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ウイルキンソン形3dB電力分配器の入力電力
   が等分配されて現われる２つの出力端子それぞれ
   に平衡変調器の入力端子を接続し、これら平衡変
   調器の出力端子を3dBハイブリツド結合器の互い
   にアイソレーシヨン端子となる２つの端子に接続
   し、上記3dBハイブリツド結合器の他の一端子を
   整合終端、残りの一端子を出力端子とした構成と
   し、ウイルキンソン形3dB電力分配器および3dB
   ハイブリツド結合器はトリプレート形ストリツプ
   線路で形成され、平衡変調器はトリプレート形ス
   トリツプ線路とバイラテラルフインラインの変換
   部およびループ状バイラテラルフインラインとバ
   イラテラルフインラインに装荷するダイオードで
   構成され、上記２つの平衡変調器の出力電波の振
   幅を平衡変調器内のダイオードへ印加するバイア
   ス電流で、それぞれ正弦関数、余弦関数の関係を
   有するように制御し、上記、出力電波をペクトル
   的に合成して成る半導体移相器において、バイラ
   テラルフインラインで構成した同一の平衡変調器
   を２ケ、3dBハイブリツド結合器２ケを用いてバ
   ランス形に接続して一組の平衡変調器とし、この
   平衡変調器を２台用いたことを特徴とするマイク
   ロ波半導体移相器。