JPH0155628B2

JPH0155628B2 -

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Publication number: JPH0155628B2
Application number: JP57010822A
Authority: JP
Inventors: Hin Beruna
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1981-01-26
Filing date: 1982-01-25
Publication date: 1989-11-27
Also published as: KR890000016B1; JPS57142082A; KR830009862A; US4387405A

Description

【発明の詳細な説明】＜発明の技術分野＞この発明は、カラーテレビジヨン受像機のよう
な映像信号処理装置または同様の装置において、
画像表示用の映像管の電子銃のブランキング電流
レベルを適正に設定するためにその映像管のバイ
アスを自動的に制御する装置に関する。特にこの
発明はこのような自動バイアス制御装置において
その適正なブランキング電流レベルを設定するた
めにデジタル信号処理装置を用いてバイアス制御
電圧を発生するものに関する。

＜発明の背景＞カラーテレビジヨン受像機に含まれるカラー画
像表示用映像管は、合成カラーテレビジヨン信号
から取出された赤、緑、青の色表示信号によつて
それぞれ駆動される複数個の電子銃を有するが、
このカラー画像を最適に再生するには、その色表
示信号の相対比が白色から灰色を経て３電子銃が
殆んどまたは全く電流を流さない黒色に至るまで
の全映像管駆動レベル通じて正確である必要があ
る。

電子銃のバイアスが所要レベルから変つて不都
合な映像管ブランキングレベル（黒レベル）の誤
差を生じると、映像管の最適色画像の再生と適正
なグレースケールのトラツキングが損われる。こ
の誤差は映像管および付属回路の動作特性の（例
えば経年的）変動、温度効果並びに映像管の瞬時
放電時の種々の原因で起り得る。

映像管に対する色信号の比率の全画像輝度レベ
ルにおいて常に正しくすることが望ましいから、
カラーテレビジヨン受像機には一般にその映像管
とそれに関連回路を公知の方法で調整またはサー
ビス状態にして調節する設備が含まれている。簡
単に言うと「正常」と「調整」の２位置を持つ切
換スイツチを受像機の信号処理回路と映像管に連
動するように設け、「調整」位置のとき映像信号
が映像管から切離されて垂直走査が圧縮されるよ
うにする。この状態で各電子銃のバイアスを調節
してそれぞれ所要のブランキング電流（例えば数
μA）を設定する。この調節によつて映像信号が
供給されないときまたは映像信号の黒基準レベル
に応じて映像管は確実にブランクされ（電子ビー
ムが消去され）、また全輝度レベルにおける色信
号の比率が正しく設定される。さらに例えば映像
管の各螢光体の発光効率の違いを補償するために
各電子銃を駆動する映像管駆動回路を所要の利得
に調節して、受像機が通常の動作をするとき赤、
緑、青の各駆動信号の強度が適正な比率になるよ
うにする。

この映像管のブランキング調節は時間がかかつ
て不便であり、一般に映像管の寿命中に数回行う
必要がある上、しばしば利得調節と相互作用して
さらに調節のやり直しを要することがある。従つ
てこの調節を受像機内の回路で自動的に行つて、
上記のような調節を無用にすることが望ましい。

＜従来技術＞アナログ信号処理技術を用いた種々の自動映像
管バイアス制御方式が知られているが、この公知
方式では、一般に（例えば画像情報のないテレビ
ジヨン信号の垂直画像消去期間内のような）所定
期間中に映像管の強度制御電極に適当な（黒）基
準レベルの信号を印加して極めて小さい陰極ブラ
ンキング電流の値を周期的に測定する。そして、
引出された制御電圧を用いて映像管駆動増幅器の
バイアスを補正し、所要レベルの陰極ブランキン
グ電流を得る。しかしこの公知のアナログ方式は
この発明の装置によつて解消される欠点を持つて
いる。

一般に、アナログ信号処理技術を用いた公知の
方式は次の機能を行う。すなわち陰極ブランキン
グ電流期間中にその陰極ブランキング電流レベル
を感知してそれに比例する陰極信号を取出し、こ
の陰極信号を濾波してその陰極信号の大きさに比
例する電圧を発生する。さらに濾波を重ねて得ら
れた直流バイアス制御電圧を帰還制御ループを介
して映像管駆動増幅器に印加し、映像管バイアス
誤差および関連する陰極黒レベル電流誤差をすべ
て補正する。

制御ループは陰極黒電流レベルを所要の正しい
値に安定化する働らきをし、この制御機構の精度
は典型的なアナログ方式で70dB級の制御ループ
利得の関数である。バイアス制御精度を高くする
には制御ループの利得を高くする必要があが、高
利得の制御ループは大部分直流バイアス制御電圧
発生のため行う１回またはそれ以上の濾波処理の
ため不安定（例えば陰極バイアスレベルの不規則
な変動または振動）を示すことがある。このよう
な濾波処理には毎回RC時定数回路網が用いられ
るが、これが制御ループ内に信号処理の遅延や移
相を導入して制御ループの安定度を害することに
なる。

＜発明の開示＞この発明によるバイアス制御電圧発生用回路網
はデジタル信号処理回路網を含み、デジタル信号
プロセツサを用いた自動映像管バイアス制御方式
が精密な映像管バイアス制御を行う。この方式は
極めて高い制御ループ利得（例えば150〜200dB
級）で安定であり、陰極バイアスレベルの不規則
な変動や振動を生ずることはない。またこの方式
は（例えば濾波用の）積分または蓄積コンデンサ
を要せず、容易に集積回路に構成することができ
る。その上このデジタルプロセツサは安価で低電
力低速度の論理回路しか必要としない。

詳言すれば、デジタルプロセツサは映像管陰極
に流れるブランキング電流のレベルに比例する一
連の周期的に導き出された信号の振幅の状態を感
知し、その導き出された信号列の振幅が正しい陰
極バイアスに対応するとき第１の制御信号を、そ
の振幅が正しいバイアスからの偏移に対応すると
き第２の制御信号を発生する。この第２の制御信
号はバイアス電圧発生器を付勢して、正しい陰極
バイアス電圧とこれに対応するブランキング電流
レベルが得られるまで、陰極電圧を変えるバイア
ス制御電圧を漸増的に変化させる。

この発明の１つの特徴はその導き出された信号
が信号消去期間中に周期的グリツド励起パルスに
応じて生ずる周期的陰極パルスに対応することで
ある。

この発明の他の特徴はその導き出された信号に
所定の振幅偏倚を与えて導き出された信号列内で
隣接する導き出された信号の振幅を、その偏倚量
を含む大きさだけ互いに異ならせ、正しいバイア
スの近傍において装置がハンチング（乱調）状態
になるのを防止したことである。

＜発明の実施例＞第１図において、（例えば映像検波段、増幅段、
濾波段等を含む）テレビジヨン信号処理回路１０
は合成カラーテレビジヨン信号から分離された輝
度成分ｙとクロミナンス成分ｃを復調マトリツク
ス１２に供給する。マトリツクス１２は低レベル
のカラー画像表示出力信号ｒ，ｇ，ｂを生成し、
これらの信号はそれぞれ陰極信号処理回路網１４
ａ，１４ｂ，１４ｃ内に回路により増幅その他の
処理をされ、高レベルの増幅カラー画像信号Ｒ，
Ｇ，Ｂとしてカラー映像管１５の陰極強度制御電
極１６ａ，１６ｂ，１６ｃにそれぞれ印加れる。
この例では映像管１５は陰極１６ａ，１６ｂ，１
６ｃをそれぞれ含む電子銃とそれに付属して共通
に付勢されるグリツド１８を有する自己集中式イ
ンライン電子銃形式のものである。

陰極信号処理回路網１４ａ，１４ｂ，１４ｃは
この実施例ではすべて同様であるため、処理回路
網１４ａの構造および動作に関する以下の説明は
また回路網１４ｂ，１４ｃにも適用される。

回路網１４ａにおいて、（例えば電子スイツチ
を含む）黒レベル挿入回路網２０はマトリツクス
１２の出力信号ｒを、タイミング信号BLKに応
じて映像管駆動段２１に供給したり供給を停止し
たりする。駆動段２１は映像管１６ａに印加れる
高レベルの出力信号Ｒを発生する信号増幅回路網
を含み、この駆動段の出力は後述のように陰極電
流監視期間中に誘起された陰極パルスCPを供給
する。プロセツサ２２はタイミング信号Ｃ，SR，
CLPに応動するようにタイミングがとられ、出
力バイアス制御信号V_Bを発生してこれを駆動段
のバイアス制御入力に供給し、後述のように駆動
段内部の増幅回路のバイアスを変えて陰極１６ａ
に流れるブランキング（黒）レベル電流を制御す
る。

パルス発生器２８は受像機の垂直偏向回路から
取出される垂直帰線消去信号Ｖに応答してタイミ
ング信号BLK，Ｃ，SR，CLPを発生する。信号
ＶはMTSC放送テレビジヨン方式では60Hzで反
復し、PALテレビジヨン方式では50Hzで反復す
る。この発生器２８はまた映像管１５の陰極ブラ
ンキング電流を監視すべき期間中出力グリツド駆
動電圧パルスGPを発生する。このパルスGPを生
成する装置２８の出力はまたそのグリツドパルス
期間以外の期間にグルツド１８に適当なバイアス
電圧（本例では実質的に０ボルト）を供給する。

映像管の陰極電流監視期間は垂直帰線消去期間
の終了後で表示すべき画像情報を含むテレビジヨ
ン信号の画像期間の開始前にあつて、画像情報の
ない水平線数本に亘るより長い期間の一部におい
て生ずる。しかし、この期間は映像管が過剰走査
状態にある（すなわち映像管の電子ビームが偏向
されて映像管面の画像表示領域より上の方に衝突
している）ため、この映像管陰極ブランキング電
流の監視動作は表示された画像に可視効果は及ぼ
さない。

例として第２図ａに示すように監視期間が線周
波数で生ずる正の周期性水平ブランキングパルス
を基準として垂直帰線消去期間の終了後の最初の
２本の水平線に跨がるものとする。

第２図の波形ｂは垂直帰線消去期間と監視期間
とに跨がる制御パルスBLKを示し、波形ｃは垂
直帰線消去期間終了後監視期間内に水平線１，２
に跨がるグリツド駆動用のグリツドパルスGPを
示す。このグリツドパルスは利用系の条件に依つ
てこの例ではＯボルトの正規グリツド・バイア
ス・レベルに対応する下部パルス・ペデスタル・
レベルに対して＋５〜＋15Vの範囲内の正の一定
振幅を示すとが望ましい。

第１図に戻つて、黒レベル挿入回路網２０に含
まれるゲートがその垂直帰線期間と監視期間に跨
がるパルスBLK（第２図）に応じて閉じ、マトリ
ツクス１２から駆動段２１への信号ｒの導通を阻
止し、このｒ信号の経路に黒基準電圧が置換され
る。これが映像管の陰極１６ａを駆動する駆動段
２１の映像信号出力に与えられた黒基準バイアス
レベルを設定し、これによつてまたこのBLK期
間中陰極１６ａに対する零入力基準レベルを与え
る。映像管はグリツドパルスGPに応じて陰極ホ
ロワとして働らき、そのグリツドパルス期間は映
像管の陰極にグリツドパルスと同相の陰極パルス
CPが現れる。このようにして誘起された陰極パ
ルスCPの振幅は陰極を流れる電流レベルに比例
するが、映像管電子銃のグリツド駆動特性の順方
向相互コンダクタンスが比較的低いため、グリツ
ドパルスに比して若干減衰している。この陰極パ
ルスの振幅がプロセツサ２２内の回路で感知さ
れ、電子銃に所要量の黒レベル電流が流れている
か、または電流が高過ぎまたは低過ぎるかが判定
される。

プロセツサ２２からの出力バイアス制御電圧
V_Bは駆動段２１のバイアス制御入力に印加され、
必要に応じてその駆動段２１の直流（バイアス）
動作点を、駆動段２１の信号出力に閉ループ動作
により所要の陰極ブランキング電流レベルを生ず
るに足るバイアスレベルが発生する方向に変え
る。監視期間が終了すると回路網２０内のゲート
は開放位置に戻り、マトリツクス１２からの駆動
段２１の信号入力に色信号を供給する。

第３図は第１図の黒レベル挿入回路網２０と映
像管駆動段２１の詳細を示す。

第３図に示すように、黒レベル挿入回路網２０
は単極双投電子スイツチ３０と付属基準電圧源３
３を含み、電圧源３３は電位差計３５を含む可変
分圧器とそれに連なるツエナーダイオード３４を
含んでいる。映像管駆動段２１はトランジスタ４
０，４２を含むカスコード増幅器を含み、そのト
ランジスタ４２のエミツタ回路から抵抗４３を介
して映像管の陰極に映像管駆動信号Ｒが印加され
る。監視期間中に誘起された陰極パルスCPはト
ランジスタ４２のコレクタ回路から保護抵抗４４
を介して取出される。垂直帰線期間および監視期
間中スイツチ３０が閉路状態（図示）にあるとき
は、映像信号ｒが駆動段２１から遮断され、電位
差計３５の可動接点から黒レベル基準電圧がスイ
ツチ接点ａ，ｂを介してトランジスタ４０のベー
ス入力回路に印加される。従つて映像管の陰極に
直流結合されトランジスタ４２のエミツタに基準
零入力レベルが現われる。他の場合はすべてスイ
ツチ３０が他方の位置にあり、映像信号ｒがスイ
ツチ接点ｃ，ｂを介してトランジスタ４０のベー
ス入力回路に印加され、駆動段２１により増幅さ
れる。

陰極パルスプロセツサ２２（第１図）の出力に
得られるバイアス制御電圧V_Bは増幅トランジス
タ４０のベース入力回路に直流結合され、そのレ
ベルの上昇と共にトランジスタ４２のエミツタに
生ずる映像管の陰極バイアス電圧が比例的に低下
し、このため映像の陰極を流れる黒レベル電流が
増大する。逆に電圧V_Bのレベルが低下するとこ
れに比例して陰極電流が減少する。

陰極パルスCPはまた特に米国特許第4263622号
明細書開示の分圧回路網を用いても取出すことが
できるが、第３図に示すように能動負荷トランジ
スタ４２のコレクタ出力から取出す方が、低い出
力インピーダンスで大きい陰極パルス振幅が得ら
れるため有利である。

第４図はクランプ増幅器５０と比較器６５を含
むプロセツサ２２の入力回路を示す。

クランプ増幅器５０は仮転信号入力（−）と非
反転信号入力（＋）を持つ信号反転演算増幅器５
２を含み、抵抗５３，５４およびダイオード５６
から成る分圧器と抵抗５５およびコンデンサ６２
によつて回路網５０の入力回路が形成さている。
分圧器に生じた基準電圧Vr₁が増幅器５２の基準
入力に印加される。増幅器５２の出力信号が陰極
パルスCPのピーク振幅の変化を精確に表わすた
めには、その出力信号の基準を予測可能のレベル
に置く必要があるが、これは単極単投電子スイツ
チ６０（回路位置で図示）と入力クランプコンデ
ンサ６２を含む帰還クランプ回路網により達せら
れる。

回路網５０は次のように動作する。陰極パルス
期間以外の全期間スイツチ６０はクランプタイミ
ング制御信号CLPに応じて導通（閉路）し得る
ようになつており、これは陰極パルス期間T_Pの
前後期間T_Cで起る。増幅器５２の反転入力は帰
還作用によりその出力レベルに、従つてそのとき
の基準電位Vr₁にクランプされる。この帰還作用
は入力コンデンサ６２に連動してスイツチ６０が
閉じることにより生ずる。陰極パルス期間T_P中
信号CLPに応じて（図示のように）非導通（開
路）状態に保たれ、増幅器５２の出力には陰極パ
ルスの増幅反転されたものが現れる。この増幅器
５２の陰極パルス出力はクランプ作用により生ず
る安定な基準レベルに対して（可変の）ピーク・
ピーク振幅を呈する。この増幅器５２からの陰極
パルスの振幅は比較器６５で感知される。

比較器６５は反転入力（−）が増幅器５２の出
力に、非反転入力（＋）が前記同様抵抗５３，５
４とダイオード５６から成る分圧器の発生する基
準電位Vr₂に結合された演算増幅器より成り、回
路網５０からの負向き陰極パルスの振幅がレベル
Vr₁−Vr₂を超えたとき論理出力レベル「１」を
発生する。これは陰極の黒電流レベルが陰極バイ
アス電圧の低い状態に対応する所要電流レベルよ
り高いときに起る。この比較器または回路網５０
からの陰極パルス振幅がVr₁−Vr₂より小さいと
き論理出力レベル「０」を発生する。これは陰極
黒電流レベルが陰極バイアスの高い状態に対応す
る所要値レベルより低いときに起こる。正しい陰
極バイアスは陰極パルスのピーク振幅がVr₁−
Vr₂に実質的に等しいとき得られる。

陰極バイアスが正しいときは、比較器は各陰極
パルスに重畳している不可避的なランダムノイズ
のためその陰極パルス列に応じて論理出力信号レ
ベル「１」と「０」の無作為順列を生成する。こ
のノイズは受像機内では特に映像管と増幅器５２
から発生して各陰極パルスの振幅を比較器のスイ
ツチングレベルの僅かに上か下に無作為に変動さ
せる。以後この比較器６５から生じる出力論理信
号を信号CP′とするが、これは第５図に示すデジ
タル信号プロセツサよりさらに処理するのに適し
ている。

増幅器５２に印加される基準電圧Vr₁の値は、
比較器６５に印加れる基準電圧Vr₂の値よりダイ
オード５６の偏倚（オフセツト）電圧に等しい量
だけ高い。このVr₁，Vr₂の電圧差は増幅器５の
利得と関連して閉制御ループが与えることができ
る陰極パルス振幅に対する制御量を決定するが、
特定の利用装置の必要に応じてその電圧差を数ｍ
Ｖないし数Ｖの範囲内で示すことができる。しか
しこの電圧差が小さい方が、映像管のカツトオフ
近傍における「黒レベル」陰極電流がよりよく制
御される。

第５図のデジタル信号プロセツサは16ビツトシ
フトレジスタ７０と、アンドゲート７１，第１お
よび第２のノアゲート７２，７３およびインバー
タ７５を含む論理制御回路網７６と、この回路網
７６の出力に応答して制御される計数機７７を含
み、ゲート７１，７２，７３は排他的論理和機能
を果すように配置されている。

信号CP′はシフトレジスタ７０の直列入力INに
供給される。このシフトレジスタ７０は各陰極パ
ルス期間中その間に生ずるクロツクパルスSRの
トリガ端（すなわち前縁）によつてクロツキング
される。各SRパルスによつて（入力パルス
CP′のレベルにより）論理信号「１」または
「０」が出力Q₁ないしQ₁₆に対応するシフトレジ
スタ記憶セルに順次左から右に移送される。制御
回路網７６は16入力アンドゲート７１とノアゲー
ト７２によつてシフトレジスタ７０の16個の並列
出力０₁〜０₁₆を試験し、ノアゲート７３の出力
に禁止制御入力INHIBITを介した計数器７７の
動作を付勢また除勢するための制御信号を発生す
る。この例ではインバータ７５はシフトレジスタ
のQ₂の出力のレベルに応じて計数器７７のカウ
ント・アツプあるいはカウントダウンを指定する
制御信号を発生するが、これはシフトレジスタの
他の出力を感知するようにしてもよい。

計数器７７はパルスタイミング信号Ｃにより垂
直フイールド走査周波数でクロツキングされる８
ビツト計数器である。この信号Ｃのトリガ端は陰
極パルス期間中に映像管陰極バイアスが変らない
ようにこの期間中に生じてはならない。従つてこ
の信号のトリガ端は陰極パルス期間の終了と同時
またはそれから僅か後に生ずるように定められて
いる。計数器７７の８出力Q₁〜Q₈はＲ／2R梯子
回路網７８より成るデジタルアナログ（DA）変
換器に接続されている。

回路網７８は計数器出力の状態に応じて０〜＋
12Vの範囲の直流出力電圧を発生する。その計数
器７７は256（＝2⁶）種の出力状態を与え得るか
ら、このDA変換器の出力電圧の分解度すなわち
電圧上昇のステツプは＋46.875mV（＝＋12V／
256）になる。このDA変換器の出力電圧は電圧
ホロワ７９を介して映像管駆動段２１に供給さ
れ、この電圧V_Bはその映像管の陰極バイアスの
制御に用いられる。実際には、映像管の陰極には
約40Vの黒レベルバイアス調節範囲（例えば＋
140Vから＋180Vまで）が必要であるが、この例
では図示の８ビツト計数器がこの範囲に亘つて
156.26mV（＝40V／256）刻みの直流バイアスレ
ベル制御を可能ならしめる。

論理制御回路７６は３種の陰極バイアス条件と
これに対応するシフトレジスタ７０の３種の出力
ビツトパタンを識別するように構成されている。
陰極電流レベルが高過ぎると（すなわち陰極バイ
アス電圧が低過ぎると）、比較器６（第４図）の
スイツチングレベルを超えて信号CP′が陰極パル
スごとに「１」の論理レベルになる。この状態が
変らないとする、シフトレジスタ７０の出力は16
個の垂直フイールド後すべて「１」の論理レベル
になる。この状態が回路網７６のアンドゲート７
１とノアゲート７２によつて感知され、ゲート７
３の出力に論理信号「０」が発生される。その上
シフトレジスタ７０のQ₂出力は論理「１」レベ
ルにあるから、インバータ７５の出力には論理信
号「０」が発出し、このため計数器７７はカウン
ト・ダウンに設定される。従つてバイアス制御電
圧V_Bが各垂直フイールドごとに156.25mVずつ低
下し、これに比例して陰極バイアス電圧がその適
正バイアス条件に達するまで陰極電流を減ずる方
向に上昇する。

逆に陰極電流レベル低過ぎる（すなわち陰極バ
イアスで電圧が高過ぎる）ときは、信号CP′が各
陰極パルスに対して論理「０」レベルを程し、シ
フトレジスタ出力が16垂直フイースド後論理
「０」レベルになる。この場合計数器７７はカウ
ント・ダウンに設定されるため、各垂直フイール
ド中バイアス制御電圧V_Bは、適正バイアス状態
に達するまで156.25mVずつ上昇する。

陰極バイアス状態が正しいときはCP′が論理信
号「１」、「０」の無作為順列から成るため、シフ
トレジスタ７０の出力は最早一様な「１」または
「０」の論理レベルにならず、この状態が回路網
７６により感知されると、ゲート７３が論理信号
「１」を発生して計数器７７を禁止し、これによ
つてバイアス補正過程を停止する。この結果はシ
フトレジスタの出力の１つが他の出力に対して補
数レベルを示したとき（すなわちシフトレジスタ
の全出力の論理レベルが同じでないときにのみ）
直ちに起る。

論理制御回路網７６はシフトレジスタの出力の
いくつか（例えば1/2）が所定の論理状態にある
ときにのみ計数器７７を禁止するように改造する
ことができる。さらに分解度を良好に保ちつ補正
過程を加速するには、バイアスレベルが全く正し
くないとき各フイールド期間中、計数器に２個以
上のクロツクパルスを印加し、バイアスレベルが
良好な分解度を保証する適正レベルに近付いたと
き計数器に１個だけクロツクパルスを印加すると
好都合のことがある。

第６図は第５図の回路を改変して詳示したもの
で、互いに対応する素子には同じ引用数字が与え
られている。第６図の回路は第５図の回路と類似
で実質的に同様の動作をするが、最初受像機を始
動したときさらに迅速に正しい陰極バイアスが得
られるようにしてある点が異る。

第６図において計数器７７は第１および第２の
可プリセツト計数器８０，８２を含み、シフトレ
ジスタ７０は第１および第２の可リセツトシフト
レジスタ８４，８５を含んでいる。（例えば単安
定マルチバイブレータを含む）電子「パワーアツ
プ」スイツチ９０は受像機の電源スイツチと連動
し、計数器８０，８２のプリセツト入力Ｐとシフ
トレジスタ８４，８６のリセツト入力Ｐに結合さ
れている。受像機の電源を入れると、スイツチ９
０は負向きパルスを生じてシフトレジスタ８４，
８６をリセツトし、計数器８０，８２を計数範囲
の中点にプリセツトする。このために計数器８
０，８２のジヤム入力端子４，１２，１３，３が
図示のように接地されると同時に正の電圧源（＋
12V）に接続され、負向きパルスが計数器８０，
８２のプリセツト入力Ｐに印加されるとその出力
が計数範囲の中点に対応する論理状態を示すよう
にされる。これによつて正しいバイアス条件を得
るのに必要な値を近くにありそうな電圧値に対応
してその制御範囲の中点にバイアス制御電圧V_B
を生成する。

上述のようにこのデジタル自動映像管バイアス
制御方式は次の理由によりアナログ方式より著し
く高い安定度を示す。

映像管の陰極バイアスの補正が必要なときはい
つでも、制御ループ利得および補正すべき誤差の
大きさに関係なく、各フイールド期間に対して一
定量のバイアス補正電圧（156.25mV）が印加さ
れる。このため、小さい誤差より大きい誤差の補
正に長時間を要し、付属する制御ループの不安定
を生ずるような補正の「生き過ぎ」を起す機会は
実質的になくなる。

前述のようにシフトレジスタの全出力が同じ論
理状態「１」か「０」）を呈する誤り補正動作が
続行され、陰極パルスレベルが正しい陰極バイア
スに対応するレベルに完全または実質的に等しく
なり、CP′のパルスのレベルが変る（すなわち補
数レベルになる）と直ちに、シフトレジスタ７０
の内容は全部同じでなくなる。その結果、補正動
作は遅延なく実質的に即刻停止される。このとき
計数器の状態およびバイアス制御電圧は一定で、
制御ループが本質的に「開路」され、これによつ
て陰極バイアス電圧の変動を防ぐ利点が得られ
る。しかし論理回路網７６は次のフイールド期間
中シフトレジスタ出力の監視を続け、シフトレジ
スタ出力に相補論理レベルの無作為順列が続け
ば、陰極バイアスが正しいことを確認し、補正動
作の中止を続ける。

陰極パルス期間中に生じたランダムノイズパル
スによつてただ１つしか補数入力信号が発生しな
ければ、比較的多数（本例では１６）の測定期間
中に他にこのような補数入力信号が生ずることは
ありそうもないため、このノイズによつて誘起さ
れた補数論理信号が計数器と補正動作を停止させ
てから16フイールド後に補正動作が再開され、シ
フトレジスタの出力に真の無作為ビツトパタンが
検知されるまで続行される。このようにしてこの
制御動作は制御系または受像機の他の部分で発生
することのあるランダムノイズの存在下において
も安定性を呈する。

上述の方式並びに後述する代替方式は150〜
200dBの極めて高い制御ループ利得を示すが、こ
の利得は第４図のクランプ増幅器５０と比較器６
５の利得と第３図の映像管駆動段２１の利得によ
つて決まる。

以上述べたデジタル信号プロセツサはＮ個のサ
ンプル（この場合16個）の解析に基いて動作する
が、このため第５図および第６図に示すように16
ビツトのシフトレジスタと16入力のアンド・ノア
ゲート構成を用いている。上述の方式ではＮの値
は４ないし16が適当と考えられる。Ｎが16のとき
は極めてノイズの多い状態でも安定な動作が得ら
れるが、Ｎが４でも低ノイズ状態の動作では充分
である。

第７図と第９図乃至第１３図は上述のプロセツ
サと同じ機能を果たすが著しく小型安価で簡単な
デジタル信号プロセツサを示す。第５図および対
応する第６図によると、この簡単化されたデジタ
ルプロセツサはシフトレジスタ７０と論理制御回
路網７６に代るもので、このプロセツサを用いる
方式でもバイアス制御電圧V_Bを供給するための
可逆計数器７７、DA変換器７８および電圧ホロ
ワ７９はそのままである。従つて以下の説明では
計数器７７、DA変換器７８および電圧ホロワ７
９の組合せを「バイアス制御電圧発生器」と呼ぶ
ことにする。

第７図に示す様にこの簡単化されたデジタル信
号プロセツサは（前述のように）入力信号CP′に
応ずるパルス列解析器９５を含んでいる。このパ
ルス列解析器９５はタイミング信号FFと信号
GATEに応じて出力制御信号UPとTRIGGERを
生ずる。TRIGGER信号は禁止パルス発生器９６
の入力に印加されて出力信号INHIBITを発生さ
せる。信号INHIBITとUPは可逆計数器（すなわ
ち第５図および第６図の計数器７７）に制御入力
として供給され、第５図の回路について前述した
信号UPおよびINHIBITと同じ目的を果たす。第
７図の方式のパルス発生器９８もまた前述の信号
BLK.C，GPおよびCLPの他のタイミング信号
GATEおよびFFを発生する。信号FFは本質的に
第５図の方式について前述したタイミング信号
SRに対応し、回路網９５のフリツプフロツプ回
路の動作のタイミング制御に用いられる。

信号CP′、FFおよびGAIEの相対タイミングを
第８図のａ，ｂ，ｃで示す。信号CP′は図示のよ
うに論理レベル「１」または「０」を持つパルス
で、陰極パルス期間中に起こり、この信号CP′に
よつて明示される論理レベルを後述のようにパル
ス列解析器９５内の記憶回路に送り込むために、
信号FFの立上りが陰極パルス期間中に生ずる。
パルス信号GATEは以下に述べる回路構成の全
部に必要ではなく、陰極パルス期間の終端または
その僅かに後に起る。

第９図、第１０図および第１１図はパルス列解
析器９５として用いるのに適する３つの回路を示
す。この３回路はそれぞれ連続する２つの陰極パ
ルス期間の一方の間に信号CP′が正の論理レベル
「１」を呈するときだけ動作して正の出力パルス
TRIGGERを発生する。従つてTRIGGERパルス
の発生は２つの状態の何れか一方を示す。すなわ
ち第１に信号CP′は現在の監視期間中は論理レベ
ル「１」を呈している（すなわち陰極出力パルス
レベルが比較器の閾値スイツチングレベルを超え
ている）が、その前の監視期間中は論理レベル
「０」を呈していたことを示し、第２に信号
CP′は現在の監視期間中は「０」レベルを呈して
いる（すなわち陰極出力パルスレベルが比較器の
閾値スイツチングレベルより低い）が、その前の
監視期間中は「１」レベルを呈していたことを示
す。この２つの状態は映像管の陰極バイアスを正
しいらしいことを示す。連続する測定期間中信号
CP′の論理レベルが引続いて「１」または「０」
を示す陰極バイアス不良時にはTRIGGERパルス
は発生せず、可逆計数器が付勢されて前述のよに
バイアス補正動作が進められ、正しいバイアスが
得られるとTRIGGERパルスが計数器禁止パルス
INHIBITと共に発生さぜて補正動作が停止する。
このようにこの簡単化されたデジタルプロセツサ
によると正しい映像管陰極バイアスに対する判定
が２つの陰極パルスサンプルに基づいて行われる
が、このサンプル数を３以上の整数にすることも
できる。

第９図、第１０図および第１１図のパルス列解
析器はそれぞれ陰極パルス期間中入力CKの信号
FFによりクロツキングされる入力Ｄ型フリツプ
フロツプを含む。信号CP′はそのＤ入力に供給さ
れる。このフリツプフロツプのＱ出力は信号FF
の立上り（正向きの変化）において信号CP′の論
理レベルが「１」または「０」のときそれぞれ論
理レベル「１」または「０」を呈する。

第９図の回路はＤ型フリツプフロツプ１００，
１０２で形成された２ビツトシフトレジスタと、
排他的オアゲート１０４と、出力アンドゲート１
０６を含んでいる。ゲート１０４の出力はフリツ
プフロツプ１００，１０２の論理状態が相等しく
ないときだき論理レベル「１」を呈するが、これ
は連続する２つの陰極パルス期間の一方の間にお
いて信号CP′が論理レベル「１」を示すときにだ
け起こる。このゲート１０４の出力が正のパルス
信号GATEに応じてアンドゲート１０６を通過
するとき正のパルス出力TRIGGERが発生する。
このTRIGGERパルスの幅はGATE信号の幅に相
当する。GATEパルスは陰極パルス監視期間の
終了後、ゲート１０４の出力からゲート１０６の
出力に情報を転送する働らきをする。従つてゲー
ト１０４の出力が論理レベル「１」で、GATE
信号が禁止されているとき、アンドゲート１０６
の出力にパルス信号の立上りが生じ、これによつ
て禁止パルス発生器９６がトリガされる。順方向
計数制御信号UPはフリツプフロツプ１００また
は１０２の出力から引出すことができる。この
UP信号は連続する２つの陰極パルス期間中、信
号CP′が「０」レベルを呈してこの信号CP′がな
かつたことを示すとき「１」レベルを呈し、これ
によつて計数器の計数値を上げ、低陰極電流状態
を補正する。逆に連続する２つの陰極パルス期間
中、信号CP′が「１」レベルを呈してその存在を
示すときは信号UPは、「０」レベルを呈して計数
値を引下げ、高陰極電流状態を補正する。

第１０図ではフリツプフロツプ１１０の相補出
力，Ｑが入力信号CP′の論理状態の変化に応じ
てその論理状態を変えるときはいつも、出力Ｑか
Ｑに立上りが生ずる。この２出力はそれぞれその
立下り（負向きの変化）に応動する微分作用によ
つて生ずる負向きパルスを阻止する働らきをする
整流ダイオード１１４ａ，１１４ｂを伴つたRC
微分回路網１１２ａ，１１２ｂに結合されてい
る。従つて微分作用で生ずる正のパルスだけがオ
アデート１１８の入力に印加され、これによつて
フリツプフロツプの出力Ｑ，の状態変化ごとに
正の出力パルスTRIGGERが発生する。計数器制
御信号UPはフリツプフロツプの出力から取出
される。各微分回路１１２ａ，１１２ｂのRC時
定数は禁止パルス発生器９６をトリガし得る持続
時間（例えば1μ秒程度）の正パルスを生ずるよ
うに選ばれている。

第１１図は第１０図の回路の代替形式を示す。
第１０図の場合のように第１１図の回路も信号
UPおよびTRIGGERを発生するための入力Ｄ型
フリツプフロツプ１２０と出力オアゲート１２８
を有する。フリツプフロツプ１２０の出力Ｑ，
とオアゲート１２８の入力との間に、非反転ゲー
トとして接続されて遅延素子として働らくアンド
ゲート１２２，１２３とアンドゲート１２４，１
２５とから成る回路網が挿入されている。この回
路は第１０図の回路と同様に動作するが、第１０
図の回路より持続時間の短いTRIGGERパルスを
生ずる。

TRIGGERパルスの存在は映像管の陰極バイア
スが正しいこを示すことがあるため、TRIGGER
パルスが発生したときは所定数（例えば８または
１６）の垂直フイールド走査期間中バイアス制御
電圧発生器が動作しないようする必要がある。こ
れはTRIGGERパルスに応じて禁止パルス発生器
９６の出力に発生するINHIBITパルスによつて
行われる。INHIBITパルスの持続時間は
TRIGGERパルスのそれより長く、バイアス制御
電圧発生器の動作を阻止すべき所定期間数の長さ
に相当する。

バイアスが正しいときは信号CP′の論理レベル
遷移はランダムに且つ連続して発生し、このため
禁止パルス発生器が連続的にトリガされて連続
INHIBIT信号を発生し、バイアス制御電圧発生
器を除勢する。逆に陰極バイアスが不良でこれを
補正するためにバイアス制御電圧発生器が動作し
ているとして、正しい陰極バイアスが得られるま
でにノイズによつて擬似TRIGGERパルスが発生
すると、バイアス電圧発生器は所定数の垂直期間
だけ除勢されるが、その直後適正な動作に復帰す
る。

第１２図および第１３図は禁止パルス発生器９
６の２種を示す。第１２図の禁止パルス発生器は
単安定（「単発」）マルチバイブレータ１３０と付
属RC時定数回路網１３５を含む。この例では回
路網１３５のRCタイミング素子の値が１６の垂
直フイールド期間に対応する計数器禁止パルスの
幅を決定する。

第１３図の回路はRCタイミング回路網を要し
ない可プリセツト計数器１４０を有し、この計数
器が各入力TRIGGERパルスによつてジヤム入力
のバイアスによりプログラミングされた状態にプ
リセツトされる。この場合はジヤム入力が大地電
位にバイアスされていて、計数器がそのプリセツ
ト入力PRESETに印加されるTRIGGERパルス
に応じてＯ計数（すなわち出力Q₁〜Q₄が0000）
を示すようにプログラミングされている。このと
き出力Q₄は論理レベル「０」を示し、インバー
タ１４２の出力パルスINHIBITは「１」を呈し
て計数器を禁止する。するとき計数器はクロツク
信号Ｃの垂直フイールド周波数でカウント・アツ
プする。クロツクパルスが８個入つて来てインバ
ータ１４２のINHIBIT出力レベルが「０」にな
り、これによつてバイアス制御電圧発生器が動作
するまで、出力Q₄は「０」レベルを示し、イン
バータ１４２の出力は「１」レベルのままであ
る。

こゝに開示した方式の設計には陰極黒電流レベ
ルを感知する機能に関係する「感知閾値」の因子
と、陰極バイアス補正電圧を発生する機能に関係
する「制御電圧ステツプ」の因子との考慮が必要
である。

以下の説明のために、「制御ステツプ」を可逆
（アツプ・ダウン）計数器の１ステツプの増減に
対応するバイアス制御電圧V_Bの（１段）変化に
よつて生ずる陰極電圧の変化量を定義する。ここ
に与えられた各例ではこの制御ステツプが
156mVであり、デジタルプロセツサに６ビツト
可逆計数器を用いた場合は、この制御ステツプは
625mV（すなわち陰極電圧の制御範囲40Vを計数
器段数６４で割つたもの）となる。

「感知閾値」はその系が応動し得る最小陰極電
圧変化（すなわち誘起された陰極パルスCPの振
幅変化）と定義され、陰極出力パルスに関連する
ノイズ範囲に影響される。陰極パルス振幅が比較
器６５（第４図）の閾値スイツチングレベルの近
傍にあるかそれに充分近くて、陰極バイアスが完
全または実質的に正しいことを意味するときは、
そのスイツチングレベルは誘起された陰極パルス
のノイズ範囲に入り、比較器の出力信号CP′は相
補論理レベルのランダムな順列から成る。この状
態が感知されるとバイアス補正動作が停止する。
「感知閾値」は誘起された陰極パルス振幅にノイ
ズ範囲の幅（大きさ）に等しい変化を与える陰極
電圧変化として明確に定義される。第１４図の波
形はこれに関するものである。

第１４図ａ，ｂ，ｃは陰極黒レベル電流が導通
する３つの条件に対する陰極パルスCPの波形を
示す。波形ｂの陰極パルスCPは正しい陰極バイ
アス条件に対応し、この場合は陰極パルスに関連
するノイズ範囲が比較器の閾値スイツチングレベ
ルに跨るため、ノイズ効果によつて各陰極パルス
の振幅がそのスイツチングレベルの上下でピーク
に達し、それによつて比較器の出力に論理レベル
「１」と「０」のランダムな順列を生ずる。波形
ａおよびｃの陰極パルスCPはそれぞれ陰極電流
の高い状態と低い状態に対応する。波形ａの場合
は、陰極パルス振幅と関連するノイズ範囲が比較
器のスイツチングレベルより低く、比較器の出力
が論理「０」レベルの均一な順列となり、バイア
ス補正動作が生ずるようになる。補正動作また陰
極パルス振幅および関連ノイズ範囲が比較器のス
イツチングレベルを超え、比較器の出力が論理
「１」レベルの均一な順列になる波形ｃの場合に
も生ずる。

実際のテレビジヨン受像機では、映像管駆動段
の直流出力電圧に熱的に誘起される変動等の種々
の原因によつて映像管の陰極電圧が変ることがあ
る。これによつて陰極黒レベル電流と誘起された
陰極パルスの振幅が変化する。この状態を補正す
るには陰極パルス振幅に関連するノイズ範囲を比
較器の閾値スイツチングレベルの完全に上または
下に移動させてバイアス補正回路網が応動し得る
ようにする必要がある。

場合によつては、例えばバイアス補正動作を速
くするために制御ステツプが500mVまたは
625mV程度になるように装置を設計することが
望ましいことがある。しかしながら、制御ステッ
プが感知閾値に比して充分に大きくなると、装置
は好ましくないハンチングを開始し、このため陰
極電圧が所要の正しいレベルの上下に１制御ステ
ツプだけ連続して変化するようになる。次の例は
この「ハンチング」状態を示す。

制御ステツプ（陰極電圧の段階変化）が感知閾
値（ノイズ範囲の幅に等しい陰極パルス振幅変化
を生ずる陰極電圧変化）より僅か以上大きいとす
ると、制御ステツプ１段当り陰極パルス振幅がノ
イズ範囲の大きさより僅か以上大きい量だけ変化
する。また陰極電流従つて誘起陰極パルスが（例
えば熱的変化のため）大きくなつて全陰極パルス
ノイズ範囲が比較器のスイツチングレベルを超え
るようになるとすると、バイアス制御電圧発生器
がその陰極電流の上昇に対抗する方向に制御ステ
ツプ（陰極電圧の段階変化）を生ずる。しかしな
がら、そのステツプは感知閾値より僅か以上大き
いため、陰極パルス振幅を減ずる働らきをして、
全陰極パルスノイズ範囲が比較器のスイツチング
レベルより低くなる。上記と同様の動作により、
「ハンチング」動作に続いて発生する次の制御ス
テツプが陰極パルス振幅を増大させて全陰極パル
スノイズ範囲を再びスイツチングレベルより高く
する働きをする。

上記「ハンチング」現象とこれを防ぐ手段を次
に第１５図、第１６図および第１７図のパルス波
形について説明する。各図はそれぞれ７つのパル
ス群を示しているが、以下の説明のために各パル
ス群には公称的に第４図のクランプ増幅器５０の
入力に印加される誘起陰極パルスに対応する４パ
ルスを含んでいる。与えられたパルス群の各パル
スの時間間隔は垂直フイールド期間に対応し、４
パルスの各パルス群（群１〜群７）は一般にある
大きさの陰極バイアス電圧（例えば156mVの制
御ステツプにおて＋150.624〜＋149.88V）のもの
である。陰極電圧が与えられると、それに関連す
る陰極パルスのピーク振幅がノイズ範囲NR内で
変化することが予想される。このノイズ範囲内の
予想振幅変化の平均をAVGで示す。

第１５図において、陰極パルスのピーク振幅は
ノイズの極めて多い回路で存在さい得るような第
１のノイズ範囲NR₁内で変化する。群１の各パ
ルスは高陰極電圧状態に対応し、この場合はパル
スのノイズ範囲NR₁が比較器のスイツチングレ
ベル以下にあるため、比較器の出力は論理「０」
レベルの均一順列（0000）を示す。逆に群７の各
パルスは低陰極電圧状態に対応し、このパルスの
ノイズ範囲NR₁は完全に閾値以上のため、比較
器出力は論理「１」レベルの均一順列（1111）を
示す。これらの状態の何れかが規定数（例えば１
６）の垂直フイールド監視期間中持続すれば、バ
イアス補正電圧発生器が付勢されて正しい陰極バ
イアス電圧が得られるまで156mVの制御ステツ
プで陰極電圧を逓増または逓減する。この例では
（例えば2μA程度の陰極黒レベル電流を生成する）
＋150.156Vまたは＋150.00Vの正しいバイアスで
装置が安定し、このとき関連する群４，５の各パ
ルスがノイズ範囲NR₁内のビーク振幅を示し、
比較器の出力は論理レベル「１」と「０」の順列
を呈して補正動作を禁止する。この例では制御ス
テツプとノイズ範囲NR₁の大きさは「ハンチン
グ」が生じないようになつている。またこの場合
は必要に応じてさらに小さい制御ステツプを用い
ることにより精度を高めることができるが、パル
ス群４または５に関連する陰極電圧は許容可能と
考えられる。

第１６図は制御ステツプ（第１５図と同様
156mV）とノイズ範囲NR₂の大きさが「ハンチ
ング」を生ずるような状態を示し、この場合は平
均パルス振幅AVGが同じ陰極電圧に対して第１
５図と同じであるが、ノイズ範囲NR₂が第１５
図のノイズ範囲NR₁より小さい。

この場合は正しいバイアス電圧の近傍における
陰極電圧の１制御ステツプ変化によつてノイズ範
囲が閾値レベルの完全に上または下に保たれるた
め、パルス群４，５に対して見られるように「ハ
ンチング」が生ずる。従つて比較器は補正動作を
停止し、ハンチングが生じるのを防止するのに要
する論理レベル「１」と「０」のランダムな順列
を発生せず、代りに論理「０」レベルの均一順列
（パルス群４）と論理「１」レベルの均一順列
（パルス群５）との間で連続交番（ハンチング）
する。

この「ハンチング」動作は制御ステツプが極め
て小さくて映像管に表示された画像の色バランス
に可視変化が生じない限り許容し得る。これは制
御ステツプが156mV程度の場合一般に事実であ
るが、500mVまたは625mV程度になると色バラ
ンスに不都合な可視変化を生ずると考えられる。

上述の好ましくない「ハンチング」動作は下述
のようにグリツド駆動信号GPの形式を変えるこ
とにより防止または許容限度まで抑制することが
できる。

この変化されたグリツド駆動信号GP₂の一例を
第１９図ｄの波形で示す。信号GP₂は垂直フイー
ルド周波数で生ずる正のパルスを含む２レベルグ
リツド駆動信号で、隣接パルスは互いに異る２つ
の振幅レベル１，２を示す。この１対の隣接パル
スが垂直フイールド周波数の1/2で反復される。
振幅レベル１，２の差は一定で、与えられた装置
のノズル範囲の大きさに対して制御ステツプの大
きさの関数として設定される。

第１５図および第１６図から判るように、ノイ
ズ範囲の大きさが（陰極電圧と陰極パルス振幅に
比例的変化を生ずる）制御ステツプの大きさに比
して小さいときハンチングが生じるが、この場合
振幅レベル１，２の差がそのノイズ範囲を効果的
に大きくするように信号GP₂の振幅差を定めるこ
とによりハンチングを防ぐことができる。この結
果は第１７図の説明によつて理解することができ
る。

第１７図は「実効」ノイズ範囲NR₃が陰極パ
ルスのピーク振幅に関係する陰極パルス応答を示
す。第１７図の応答は現在のランダムノイズに寄
与する実際のノイズ範囲が第１６図の比較的小さ
いノイズ範囲NR₂と同じ方式に対するものであ
ることが判るが、この場合に用いられる制御電圧
ステツプは第１５図および第１６図のものと同じ
である。

この場合はノイズ範囲NR₃がノイズ範囲NR₂
より大きく、この例ではノイズ範囲NR₁と実質
的に等しい擬似ノイズ範囲に対応する。この擬似
ノイズ範囲は交互に偏倚（オフセツト）するレベ
ル１，２を持つ信号GP₂を用いて生成され、これ
によつて隣接する陰極パルス同志が交互に偏倚し
たピーク振幅レベルを示すような陰極パルスが生
成される。このグリツド信号GP₂の振幅偏倚量は
隣接する陰極パルス間に実際のノイズ範囲を効果
的に増大するに足る振幅偏倚を生ずるように選ば
れる。従つて擬似ノイズ範囲NR₃は実際のノイ
ズ範囲成分（この場合NR₂に実質的に等しい）
と擬似ノイズ範囲成分（この場合ノイズ範囲
NR₂をノイズ範囲NR₁のレベルまで効果的に引
上げるためノイズ範囲NR₁とNR₂の差に等しく
するのが望ましい）とを含む。従つて第１７図に
示す応答特性は実効的に第１５図のそれに対応
し、第１５図について説明したよう「ハンチン
グ」を防止する働らきをする。換言すれば、擬似
ノイズ範囲NR₃は制御ステツプ１段の変化に応
じて生じるノイズ範囲内の平均陰極パルス振幅
AVGの変化より大きい。

信号GP₂の発生に適する回路を第１８図に示
す。この回路は分周器として構成されたフリツプ
フロツプ１５０、トランジスタ１５２，１５３お
よび抵抗R₁，R₂を含んでいる。このフリツプフ
ロツプ１５０は垂直走査周波数f_Vの信号Ｖを分周
してその垂直周波数の半周波数（1/2fv）の信号
を生成し、これをトランジスタ１５２のベース入
力に印加する（第１９図ａ，ｂの波長参照）。ト
ランジスタ１５３のベース入力は第２図ｃの波長
の信号GPの反転信号に対応する信号（第１９
図ｃの波形）を受け、そのコレクタから保護抵抗
１５５を介して信号GP₂（第１９図ｄの波形）を
生ずる。振幅レベル１，２の比は抵抗R₁，R₂の
値によつて決る。

第１９図ｅ，ｆの波形は各グリツド・パルスが
レベル１，２間の振幅偏倚を示すグリツド駆動信
号の２つの変形を示す。これらの信号の振幅は各
陰極電流監視期間中に２回以上変り、このため各
監視期間中にバイアス制御用の情報を多く出すこ
とができる、この形式の変形グリツド駆動信号を
用いた装置は制御応答を速くすることができ、入
力デジタル・シフトレジスタはグリツド・パル
ス・レベル１，２が存在する間に情報を受け入れ
るようにクロツキングされる。

第２０図は入力垂直周波数信号Ｖに応じて信号
CLP，BLK，Ｃ，SRおよびFF並びに２レベル
グリツド駆動信号GP₂を発生するのに適する回路
を示す。この回路に関係する信号の波形を第２１
図に示す。第９図の回路に必要な信号GATEは
信号CLPの立上り（前縁）でトリガされる「ワ
ンシヨツト」単安定マルチバイブレータ等の他の
手段で発生する必要がある。

本来上述の２レベルグリツド信号技法は誘起陰
極出力パルスに所定の振幅偏倚を与える手段に対
応するが、上述の「ハンチング」効果は他の手段
で防止し得る。例えば所定のノイズ範囲に対して
そのノイズ範囲が制御ステツプに比して効果的に
大きくなるように制御ステツプを小さくすること
もできる。この方法はその制御電圧V_Bのステツ
プも小さくするためにバイアス制御電圧発生器内
の計数器のビツト数を増す必要があり、正しいバ
イアスを得るための時間が長なる。他の方法とし
て比較器６５の閾値スイツチングレベルと増幅器
５０（第４図）の利得を２つの値の間で切換える
こともできるが、グリツド信号を集積回路ことも
ある）陰極信号処理回路網の外部で発生する方式
では、グリツド信号の振幅偏倚、従つて擬似ノイ
ズ範囲をそのときのランダム・ノイズレベル、寄
生信号および（信号対ノイズ比に影響し得る）陰
極パルス駆動法に従つて各方式の要件に適合する
ように簡単に設定することができる。

第３図、第４図、第６図、第９図及至第１３図
および第２０図のCA型およびCD型集積回路（例
えばCA324型およびCD4029型）はアール・シ
ー・エー社（RCA Corp.）から市販されている。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による自動映像管バイアス制
御方式に映像管駆動段と陰極パルスプロセツサを
含むカラーテレビジヨン受像機の一部のブロツク
図、第２図は第１図の装置の動作説明図の波形
図、第３図は第１図の映像管駆動段と付属回路網
の回路図、第４図は第１図の陰極パルスプロセツ
サの一部を示す回路図、第５図は陰極パルスプロ
セツサに含まれるデジタル信号プロセツサの回路
図、第６図は第５図のデジタル信号プロセツサの
他の回路図、第７図は第１図の陰極パルスプロセ
ツサに含まれるデジタル信号プロセツサの他の形
式のブロツク図、第８図は第７図の回路の動作説
明用のタイミング信号波形図、第９図乃至第１１
図は第７図の回路の一部の他の形式を示す回路
図、第１２図および第１３図は第７図の回路の他
の部分の他の形式を示す回路図、第１４図乃至第
１７図はこの発明の特徴を説明するための信号波
形図、第１８図はこの発明の特徴に関係する特定
形式の励起信号を発生する回路を示す図、第１９
図は第１８図の回路の動作に関係する信号波形
図、第２０図はこの発明による装置によつて利用
される信号を発生する回路を示す図、第２１図は
第２０図の回路に関係する信号波形図である。１５……映像管、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ……
陰極、１８……グリツド電極、２０……基準バイ
アス電圧供給手段、２１……駆動段（信号誘導手
段）、２２……信号処理手段、４２，５０……陰
極電流信号を引出す手段、６５……信号比較器、
第５図の７０，７１，７２，７３，７５、第７図
の９５，９６……感知手段、７７……制御手段、
７８，７９……バイアス制御電圧発生器。

Claims

【特許請求の範囲】１周期的に現われる画像表示期間と表示すべき
画像情報のない画像消去期間とを有する画像表示
映像信号を処理する装置であつて、陰極と強度制
御用グリツド電極とを持つ電子銃を有する画像表
示映像管と、その映像管の電子銃に映像信号を供
給する駆動手段とを含む上記装置において、上記画像消去期間中において上記映像管に流れ
る陰極ブランキング電流を監視すべき監視期間中
上記陰極に基準バイアス電圧を供給する手段と、上記監視期間中動作して上記消去期間中に流れ
る陰極電流のレベルに比例する陰極電流信号を引
出す手段と、基準信号と上記陰極電流信号とに応答して、上
記陰極電流信号が上記基準信号のレベルを超過す
るときは第１の論理状態を呈し、上記基準信号が
上記陰極信号のレベルを超過するときは第２の論
理状態を呈する比較器出力信号を発生する信号比
較器と、一連のＮ個（Ｎは１より大）は比較器出力信号
の期間中、上記比較器出力信号が呈する論理状態
のパターンに応答して、所定の陰極ブランキング
電流レベルに到達したことを示す論理状態パター
ンに応答して消勢信号を発生し、上記所望の陰極
ブランキング電流レベルからの偏移を表わす論理
状態パターンに応答して付勢信号を発生する感知
手段と、上記駆動段にバイアス制御電圧出力を供給して
上記陰極線管のバイアスを制御するバイアス制御
電圧発生器と、上記感知手段および制御電圧発生器に結合され
ていて、上記付勢電圧が発生されたときは、上記
陰極ブランキング電流レベルが上記所望のレベル
に向けて調整されるように上記バイアス制御電圧
発生器のバイアス制御電圧出力の大きさを変更
し、上記消勢信号が発生されたときは上記バイア
ス制御電圧出力のそのときの大きさを維持する制
御手段と、からなる映像管に流れる陰極ブランキ
ング電流のレベルを自動的に制御する装置。