JPH01827A - ２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ - Google Patents
２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラInfo
- Publication number
- JPH01827A JPH01827A JP63-33348A JP3334888A JPH01827A JP H01827 A JPH01827 A JP H01827A JP 3334888 A JP3334888 A JP 3334888A JP H01827 A JPH01827 A JP H01827A
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- JP
- Japan
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- echo
- echo canceller
- filter
- subscriber line
- bidirectional transmission
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はエコーキャンセラに関し、特に統合ディジタル
・サービス網（ＩＳＤＮ）におけるメタリック加入者線
を利用した２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセ
ラに関スる。
・サービス網（ＩＳＤＮ）におけるメタリック加入者線
を利用した２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセ
ラに関スる。
近年各国でｌ５ＤＮのフィールド試験が実施されている
。このなかで加入者インタフェースとしては、既存メタ
リック加入者線を利用したエコーキャンセラによる双方
向伝送方式が試験されている。
。このなかで加入者インタフェースとしては、既存メタ
リック加入者線を利用したエコーキャンセラによる双方
向伝送方式が試験されている。
そのようなエコーキンセラ回路においては通常、トラン
スによって加入者線に結合して送受信信号をやりとりし
、送信信号が自分側の受信部にまわりこんでいるいわゆ
るエコー信号については、簡単なバランシングネットワ
ークを有するハイブリッド回路によって若干の減衰を実
現し、さらに、送信シンボルを入力とするアダプティブ
フィルタによりエコーレプリカを発生し減算するエコー
キャンセラ部によって、エコー信号を約６０ｄＢ以上の
抑圧度をもって完全に除去する手法が採用される。この
とき、トランスバーサルフィルタの必要タップ数は、エ
コーキャンセラ部に入力されるエコーの孤立波形のイン
パルス応答の長さから決定されるため、このインパルス
応答長を短かくするようなエコーパス等化フィルタが送
信ドライバからエコーキャンセラ部までの間にそう入さ
れる。このエコーパス等化フィルタとしては従来、イン
パルス応答が長く尾を引く部分（エコーテール）は低周
波成分が多く含んでいるために、低周波成分が抑圧され
るようバイパスフィルタが使用され、通常、直流ロスが
無限大となるような直流完全しゃ新形のバイパスフィル
タが使用される。
スによって加入者線に結合して送受信信号をやりとりし
、送信信号が自分側の受信部にまわりこんでいるいわゆ
るエコー信号については、簡単なバランシングネットワ
ークを有するハイブリッド回路によって若干の減衰を実
現し、さらに、送信シンボルを入力とするアダプティブ
フィルタによりエコーレプリカを発生し減算するエコー
キャンセラ部によって、エコー信号を約６０ｄＢ以上の
抑圧度をもって完全に除去する手法が採用される。この
とき、トランスバーサルフィルタの必要タップ数は、エ
コーキャンセラ部に入力されるエコーの孤立波形のイン
パルス応答の長さから決定されるため、このインパルス
応答長を短かくするようなエコーパス等化フィルタが送
信ドライバからエコーキャンセラ部までの間にそう入さ
れる。このエコーパス等化フィルタとしては従来、イン
パルス応答が長く尾を引く部分（エコーテール）は低周
波成分が多く含んでいるために、低周波成分が抑圧され
るようバイパスフィルタが使用され、通常、直流ロスが
無限大となるような直流完全しゃ新形のバイパスフィル
タが使用される。
ところが、近年提案されている２ＢＩＱのような、送信
シンボル系列がランダム系列であり直流平衡性のない伝
送路符号が前述のバイパスフィルタ形のエコーキャンセ
ラに入力された場合、このエコーキャンセラは、タップ
数をＮとしたとき、除去しきれないエコー残差が、イン
パルス応答波形の時間軸Ｎ＋１以後の成分を送信シンボ
ル系列とたたみ込んだ分だけ発生する。例えばタップ数
Ｎ＝３０程度とすると、このエコー残差の平均パワーは
、エコーパス等化フィルタカナい場合−１０テシベル（
ｄＢ）程度、また直流完全遮断形のエコーパス等化フィ
ルタを使用した場合−４０ｄＢ程度となる。これらの値
は、通常必要とされる一６０ｄＢの抑圧量に比較して不
十分である。一方、り、ブ数Ｎを大きくして十分な抑圧
量を得ることも考えられるが、前記エコーバス等化フィ
ルタのタップ数Ｎは１００以上としなければならず、実
現困難である。
シンボル系列がランダム系列であり直流平衡性のない伝
送路符号が前述のバイパスフィルタ形のエコーキャンセ
ラに入力された場合、このエコーキャンセラは、タップ
数をＮとしたとき、除去しきれないエコー残差が、イン
パルス応答波形の時間軸Ｎ＋１以後の成分を送信シンボ
ル系列とたたみ込んだ分だけ発生する。例えばタップ数
Ｎ＝３０程度とすると、このエコー残差の平均パワーは
、エコーパス等化フィルタカナい場合−１０テシベル（
ｄＢ）程度、また直流完全遮断形のエコーパス等化フィ
ルタを使用した場合−４０ｄＢ程度となる。これらの値
は、通常必要とされる一６０ｄＢの抑圧量に比較して不
十分である。一方、り、ブ数Ｎを大きくして十分な抑圧
量を得ることも考えられるが、前記エコーバス等化フィ
ルタのタップ数Ｎは１００以上としなければならず、実
現困難である。
本発明の２線式加入線双方向伝送用エコーキャンセラは
、ライン結合トランスのインダクタンス成分によって生
じるエコーパス伝達関数の極を打消するような零点を有
するフィルタをエコーパス内に配置することを特徴とす
る。
、ライン結合トランスのインダクタンス成分によって生
じるエコーパス伝達関数の極を打消するような零点を有
するフィルタをエコーパス内に配置することを特徴とす
る。
また、本発明のエコーキャンセラは、前記フィルタの伝
達関数Ｒ（ｓ）を、Ｋを１に近く１より小さい定数、Ｔ
をディジタルフィルタの動作周期とシテ、Ｒ（ｇ）＝
１−Ｋｅ−ｓ′ｒナルテ４ シルルア ４ ／ｌ／りで
構成することを特徴とする。
達関数Ｒ（ｓ）を、Ｋを１に近く１より小さい定数、Ｔ
をディジタルフィルタの動作周期とシテ、Ｒ（ｇ）＝
１−Ｋｅ−ｓ′ｒナルテ４ シルルア ４ ／ｌ／りで
構成することを特徴とする。
さらに本発明のエコーキャンセラは、ＲＳを２線側送出
インピーダンス、Ｌをライン結合トランスのインダクタ
ンスとするとき、前記定数には、る。
インピーダンス、Ｌをライン結合トランスのインダクタ
ンスとするとき、前記定数には、る。
さらにまた、本発明のエコーキャンセラは、前記フィル
タの伝達関数Ｒ（３）をＲ（ｓ、＝＝（ｓ＋ω。）／（
Ｓ＋ωｌ）なる関数で構成することを特徴とする。
タの伝達関数Ｒ（３）をＲ（ｓ、＝＝（ｓ＋ω。）／（
Ｓ＋ωｌ）なる関数で構成することを特徴とする。
また、本発明のエコーキャンセラは、前記ω。
次に本発明の実施例について図面を参照して説明する。
第１図に示すハイブリッド回路のモデル構成を参照すれ
ば、ライントライバ１２からハイブリッド部出口までの
伝達関数Ｈ（Ｓ、は、ライン結合トランスｌｌ側を経由
してくる成分Ｈｌ （８）とバランシングネットワーク
（ＺＢ）１３側を経由してくる成分Ｈ２＜ｓ＞との和で
ある。このうち成分Ｈ２（Ｓ）はバランシングネットワ
ーク１３を抵抗あるいは通常考えられる３素子インピー
ダンスで構成した場合、インパルス応答の減衰は早く、
時刻ＬＯＴ（Ｔはボー周期）以上では、成分Ｈｌ （Ｓ
）が波形を支配的に決定する。成分Ｉ（ｕｓ）は次のよ
うに書き表わせる。
ば、ライントライバ１２からハイブリッド部出口までの
伝達関数Ｈ（Ｓ、は、ライン結合トランスｌｌ側を経由
してくる成分Ｈｌ （８）とバランシングネットワーク
（ＺＢ）１３側を経由してくる成分Ｈ２＜ｓ＞との和で
ある。このうち成分Ｈ２（Ｓ）はバランシングネットワ
ーク１３を抵抗あるいは通常考えられる３素子インピー
ダンスで構成した場合、インパルス応答の減衰は早く、
時刻ＬＯＴ（Ｔはボー周期）以上では、成分Ｈｌ （Ｓ
）が波形を支配的に決定する。成分Ｉ（ｕｓ）は次のよ
うに書き表わせる。
ここでＲ５は２線側送出インピーダンス、ｚｏ＋ｉ回路
から回線側をみたときのインピーダンス、Ｓはｊωおよ
びＬはトランスのインダクタンスを表わす。
から回線側をみたときのインピーダンス、Ｓはｊωおよ
びＬはトランスのインダクタンスを表わす。
ここで前記（１）式を低域について評価してみると、受
信信号レベルに対してエコーテールの振幅が無視できな
くなる遠距離伝送時には、Ｚｏとして付加される線路の
ゲージ２長さ、ブリッジドタップの有無等にかかわらず
２゜＞ＲＳであるため、（１）式は以下のように近似さ
れる。
信信号レベルに対してエコーテールの振幅が無視できな
くなる遠距離伝送時には、Ｚｏとして付加される線路の
ゲージ２長さ、ブリッジドタップの有無等にかかわらず
２゜＞ＲＳであるため、（１）式は以下のように近似さ
れる。
（２）式は時定数τ＝Ｌ／ ＲＳの一次のノ・イパス持
性であり、（２）式の極がエコーテールを決定している
ことがわかる。エコーテールの減衰時定数はτ＝Ｌ／Ｒ
，と等しくなり、例えばＬ：５０ ｍＨ，ＲＳ＝１３５
Ωとすれば、τ＝約３７０μｓとなり、Ｔ＝１２．５μ
ｓとすれば、τ＃３０Ｔとなる。これが第２図のエコー
パス等価フィルタが無い場合のエコー孤立波形のインパ
ルス応答波形（Ａ）のｔ）３０Ｔの部分に相当する。
性であり、（２）式の極がエコーテールを決定している
ことがわかる。エコーテールの減衰時定数はτ＝Ｌ／Ｒ
，と等しくなり、例えばＬ：５０ ｍＨ，ＲＳ＝１３５
Ωとすれば、τ＝約３７０μｓとなり、Ｔ＝１２．５μ
ｓとすれば、τ＃３０Ｔとなる。これが第２図のエコー
パス等価フィルタが無い場合のエコー孤立波形のインパ
ルス応答波形（Ａ）のｔ）３０Ｔの部分に相当する。
次に、このエコーテール波形を１−〇−５Ｔなるフィル
タ（図示せず）に通過させた場合には、振幅は元のエコ
ーテール波形のＩＴ離れたもの同志の差となり、振幅が
（１−ｅ下）倍に減衰する。
タ（図示せず）に通過させた場合には、振幅は元のエコ
ーテール波形のＩＴ離れたもの同志の差となり、振幅が
（１−ｅ下）倍に減衰する。
前記数値例では、約１／３０の減衰である。これが第２
図の波形（Ｂ）のｔ＞３０Ｔの部分に相当する。波形（
Ｂ）では振幅は（Ａ）に比べて減衰するが、時定数は（
Ａ）と同じである。
図の波形（Ｂ）のｔ＞３０Ｔの部分に相当する。波形（
Ｂ）では振幅は（Ａ）に比べて減衰するが、時定数は（
Ａ）と同じである。
第３図を参照すれば本発明の基本構成はハイブリッド回
路１．エコーキャンセラ回路２およびエコーパスフィル
タ３を含み構成される。ハイブリッド回路１はライン結
合トランス１１を介して２線式加入者線１５へ接続する
とともに２線４線変換を行なう。なおこのハイブリッド
回路には電子回路構成およびトランス構成等種々のもの
があるが、本発明においては、加入者線１５はトランス
１１によって接続されている必要がある。
路１．エコーキャンセラ回路２およびエコーパスフィル
タ３を含み構成される。ハイブリッド回路１はライン結
合トランス１１を介して２線式加入者線１５へ接続する
とともに２線４線変換を行なう。なおこのハイブリッド
回路には電子回路構成およびトランス構成等種々のもの
があるが、本発明においては、加入者線１５はトランス
１１によって接続されている必要がある。
エコーキャンセラ回路２は前記ハイブリッド回路の４線
側に接続されている。このエコーキャンセラ回路２は、
２線式加入者線の双方向ディジタル伝送用として、通常
、トランスバーサルフィルタタイプとメモリタイプのも
のがある。第３図にはトランスバーサルフィルタタイプ
の概略を示しており、その詳細は例えばＵＳＰ４，０８
７，６５４記載の構成を適用できる。エコーパスフィル
タ３は、前記ハイブリッド回路１とエコーキャンセラ回
路２の間に接続され、伝達関数Ｒ（３，を有し、前記）
・イブリント回路１のトランス１１の直流遮断特性によ
って発生するエコーテールの減衰を早める動作を行なう
。
側に接続されている。このエコーキャンセラ回路２は、
２線式加入者線の双方向ディジタル伝送用として、通常
、トランスバーサルフィルタタイプとメモリタイプのも
のがある。第３図にはトランスバーサルフィルタタイプ
の概略を示しており、その詳細は例えばＵＳＰ４，０８
７，６５４記載の構成を適用できる。エコーパスフィル
タ３は、前記ハイブリッド回路１とエコーキャンセラ回
路２の間に接続され、伝達関数Ｒ（３，を有し、前記）
・イブリント回路１のトランス１１の直流遮断特性によ
って発生するエコーテールの減衰を早める動作を行なう
。
第４図は本発明の第１の実施例を示しており、第３図に
示した基本構成のエコーパスフィルタ３をより詳細に記
載している。ノヘイブリッド回路１およびエフ−キャン
セラ回路２は前記第３図で説明したとおりであり説明は
省略する。本実施例においてエコーパスフィルタ３は遅
延素子３１．加算器３２および乗算器３３を有するデジ
タルフィルタで構成し、伝達関数Ｒ（８）＝１− （１
−−Ｔ） ｅ−”なる特性を備工ている。このエコーパ
スフィルタ３と前記ハイブリッド回路１とはＡ／Ｄ変換
器４を介して接続される。
示した基本構成のエコーパスフィルタ３をより詳細に記
載している。ノヘイブリッド回路１およびエフ−キャン
セラ回路２は前記第３図で説明したとおりであり説明は
省略する。本実施例においてエコーパスフィルタ３は遅
延素子３１．加算器３２および乗算器３３を有するデジ
タルフィルタで構成し、伝達関数Ｒ（８）＝１− （１
−−Ｔ） ｅ−”なる特性を備工ている。このエコーパ
スフィルタ３と前記ハイブリッド回路１とはＡ／Ｄ変換
器４を介して接続される。
エコーパスフィルタ３はＡ／Ｄ変換器４の出力を受は遅
延素子３１と加算器３２へ入力される。乗算器３３は遅
延素子３１からの出力ｅ−９Ｔと別に入力力する。前記
加算器３２は乗算器３３の出力と前記Ａ／Ｄ変換器４の
出力とを加算し、伝達関数Ｒ（Ｓ）＝１ （１−Ｔ
） ｅ−”をエコーキャンセラ回路２へ出力する。
延素子３１と加算器３２へ入力される。乗算器３３は遅
延素子３１からの出力ｅ−９Ｔと別に入力力する。前記
加算器３２は乗算器３３の出力と前記Ａ／Ｄ変換器４の
出力とを加算し、伝達関数Ｒ（Ｓ）＝１ （１−Ｔ
） ｅ−”をエコーキャンセラ回路２へ出力する。
なお、前記エコーパスフィルタ３は、遅延素子３１．加
算器３２および乗算器３３の代わりにメモリおよびマイ
クロプロセッサで構成し、マイクロプログラムで制御し
てもよい。このとき、該マイクロプロセッサで前記エコ
ーキャンセラ回路２の演算も行なわせることもできる。
算器３２および乗算器３３の代わりにメモリおよびマイ
クロプロセッサで構成し、マイクロプログラムで制御し
てもよい。このとき、該マイクロプロセッサで前記エコ
ーキャンセラ回路２の演算も行なわせることもできる。
前記エコーパスフィルタ３の伝送関数Ｒ（３）は、なる
形をしているが、低域でｅ−９Ｔを展開すれば次のよう
に近似される。
形をしているが、低域でｅ−９Ｔを展開すれば次のよう
に近似される。
し
ただしＬ＞ＲＳＴ
（４）式より伝達関数ＲＳ３，は５＝−−シーに零点を
持り ち、その周波数は前記（２）式の極と同一である。第２
図の（Ｃ）の波形は、（Ａ）の波形をこのエコーパスフ
ィルタ３を通過させた場合の波形である。伝達関数ＲＣ
ｓ、は前記（２）式の極を零点でキャンセルしたために
、長い時定数τを有する波形をなくする効果がある。こ
のため、波形（Ｃ）の減衰は急激であり、時刻２０Ｔ以
上では波形（Ｂ）よりも振幅が小さくなっている。
持り ち、その周波数は前記（２）式の極と同一である。第２
図の（Ｃ）の波形は、（Ａ）の波形をこのエコーパスフ
ィルタ３を通過させた場合の波形である。伝達関数ＲＣ
ｓ、は前記（２）式の極を零点でキャンセルしたために
、長い時定数τを有する波形をなくする効果がある。こ
のため、波形（Ｃ）の減衰は急激であり、時刻２０Ｔ以
上では波形（Ｂ）よりも振幅が小さくなっている。
波形（Ｃ）についてエコーキャンセラ回路のタップ数を
Ｎとして、（Ｎ＋１）Ｔ以後のインパルス応答成分と送
信シンボル系列とのたたみこみによって生じるエコー残
差を計算すると、Ｎ＝３０でも６０ｄＢ以上の抑圧度が
実現でき、波形（Ａ）。
Ｎとして、（Ｎ＋１）Ｔ以後のインパルス応答成分と送
信シンボル系列とのたたみこみによって生じるエコー残
差を計算すると、Ｎ＝３０でも６０ｄＢ以上の抑圧度が
実現でき、波形（Ａ）。
（Ｂ）の場合よりも少ないタップ数で抑圧度の十分なエ
コーキャンセラが実現できる。
コーキャンセラが実現できる。
なお、通常−〉ＴとなるようにトランスのイＲＳ
ンダクタンスが選択されるため、１−−Ｔはｌに近いが
１より小さい定数である。前述（２）式のようにトラン
スインダクタンスによって生じるホールは遠距離条件で
５＝−−であり、伝送距離等数が最適の場合もある。
１より小さい定数である。前述（２）式のようにトラン
スインダクタンスによって生じるホールは遠距離条件で
５＝−−であり、伝送距離等数が最適の場合もある。
第５図は本発明の第２の実施例である。第５図では、エ
コーパスフィルタ３が抵抗Ｒ１，Ｒ２およびコンデンサ
Ｃによるアナフグフィルタで実現され、その後段にＡ／
Ｄ変換器４が配置されている。
コーパスフィルタ３が抵抗Ｒ１，Ｒ２およびコンデンサ
Ｃによるアナフグフィルタで実現され、その後段にＡ／
Ｄ変換器４が配置されている。
このとぎ伝達関数Ｒ（ｓ）は抵抗Ｒ１，Ｒ２，およびコ
ンデンサＣにより（５）式のようになる。
ンデンサＣにより（５）式のようになる。
ＣＲ１Ｒ２
（２）式の極と（５）式の零点が一致した時、すなわち
、ＲＳ １ 一一□＝ω。 （６）Ｌ ＣＲ
１ のときエコーパス全体の特性には長い時定数の項がなく
なり、エコーのインパルス応答は第２図（Ｃ）とほぼ同
様のはやい減衰特性を示す。第４図の例と同様に遠距離
条件において、ω。＝−シーが最適となる。
、ＲＳ １ 一一□＝ω。 （６）Ｌ ＣＲ
１ のときエコーパス全体の特性には長い時定数の項がなく
なり、エコーのインパルス応答は第２図（Ｃ）とほぼ同
様のはやい減衰特性を示す。第４図の例と同様に遠距離
条件において、ω。＝−シーが最適となる。
本発明のエコーキャンセラは、以上説明したように、ラ
イン結合トランスのインダクタンス成分によって生ずる
エコーパス伝達関数の極を打ち消すことにより長い時定
数を有する極をなくし、エコーテールの減衰を早めるこ
とができる。
イン結合トランスのインダクタンス成分によって生ずる
エコーパス伝達関数の極を打ち消すことにより長い時定
数を有する極をなくし、エコーテールの減衰を早めるこ
とができる。
また本発明のエコーキャンセラは、前記エコーパス伝達
関数を打ち消すフィルタのタップ数を減少できる。
関数を打ち消すフィルタのタップ数を減少できる。
第１図は一般的なハイブリッド回路の一例を示す回路図
、第２図はエコーテールの波形を示す図、第３図は本発
明の基本構成を示すブロック図、第４図は本発明の第１
の実施例を示すブロック図、および第５図は本発明の第
２の実施例を示すブロック図である。 ｌ・・・・・・ハイブリッド回路、２・・・・・・エコ
ーキャン沿１図 第４図 ／
、第２図はエコーテールの波形を示す図、第３図は本発
明の基本構成を示すブロック図、第４図は本発明の第１
の実施例を示すブロック図、および第５図は本発明の第
２の実施例を示すブロック図である。 ｌ・・・・・・ハイブリッド回路、２・・・・・・エコ
ーキャン沿１図 第４図 ／
Claims (5)
- （１）ライン結合トランスのインダクタンス成分によっ
て生じるエコーパス伝達関数の極を打消すような零点を
有するフィルタをエコーパス内に配置することを特徴と
する２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ。 - （２）請求項１記載のエコーキャンセラにおいて、前記
フィルタの伝達関数Ｒ＿（＿Ｓ＿）は、Ｋを１に近く１
より小さい定数、Ｔをディジタルフィルタの動作周期と
して、Ｒ＿（＿Ｓ＿）＝１−Ｋｅ＾−＾Ｓ＾Ｔなるデジ
タルフィルタで構成することを特徴とする２線式加入者
線双方向伝送用エコーキャンセラ。 - （３）請求項２記載のエコーキャンセラにおいて、前記
定数ＫはＲ＿Ｓを２線側送出インピーダンス、Ｌをライ
ン結合トランスのインダクタンスとしたとき、Ｋ＝１−
（Ｒ＿Ｓ／Ｌ）Ｔとなるよう構成することを特徴とする
２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ。 - （４）請求項１記載のエコーキャンセラにおいて、前記
フィルタの、伝送関数Ｒ＿（＿Ｓ＿）は、Ｒ＿（＿Ｓ＿
）＝（ｓ＋ω＿０）／（ｓ＋ω＿１）なる関数で構成す
ることを特徴とする２線式加入者線双方向伝送用エコー
キャンセラ。 - （５）請求項４記載のエコーキャンセラにおいて、前記
ω＿０は、Ｒ＿Ｓを２線側送出インピーダンス、Ｌをラ
イン結合トランスのインダクタンスとしたとき、ω＿０
＝Ｒ＿Ｓ／Ｌとなるよう構成することを特徴とする２線
式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3334888A JP2725268B2 (ja) | 1987-02-17 | 1988-02-15 | ２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3480087 | 1987-02-17 | ||
| JP62-34800 | 1987-02-17 | ||
| JP3334888A JP2725268B2 (ja) | 1987-02-17 | 1988-02-15 | ２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS64827A JPS64827A (en) | 1989-01-05 |
| JPH01827A true JPH01827A (ja) | 1989-01-05 |
| JP2725268B2 JP2725268B2 (ja) | 1998-03-11 |
Family
ID=26372027
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3334888A Expired - Lifetime JP2725268B2 (ja) | 1987-02-17 | 1988-02-15 | ２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2725268B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0392019A (ja) * | 1989-09-04 | 1991-04-17 | Nec Corp | エコーキャンセラ |
| CN118381895A (zh) * | 2024-06-21 | 2024-07-23 | 杭州沃镭智能科技股份有限公司 | 一种基于gmsl的多通道视频采集系统 |
-
1988
- 1988-02-15 JP JP3334888A patent/JP2725268B2/ja not_active Expired - Lifetime
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