JPH01844A - Ｃ／ｎ測定回路 - Google Patents
Ｃ／ｎ測定回路Info
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- JPH01844A JPH01844A JP62-156045A JP15604587A JPH01844A JP H01844 A JPH01844 A JP H01844A JP 15604587 A JP15604587 A JP 15604587A JP H01844 A JPH01844 A JP H01844A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／’ Ｎ ）を
測定するＣ／Ｎ測定回路に係り、特に誤り訂正制御を採
用するディジタル通信システムに好適なＣ／Ｎ測定回路
に関する。
測定するＣ／Ｎ測定回路に係り、特に誤り訂正制御を採
用するディジタル通信システムに好適なＣ／Ｎ測定回路
に関する。
（従来の技術）
ディジタル通信システムでは、復調器あるいは、復調器
を含む伝送路全体の性能を評価するため、復調器で復号
された、符号のビット誤り率（ＢＥＲ）に対する性能指
数として伝送情報１ビット当りのエネルギ一対雑音電力
密度との比（Ｅｂ／Ｎｏ）を定義するが、これは次の式
（１）で示す如く計算によって求められる。
を含む伝送路全体の性能を評価するため、復調器で復号
された、符号のビット誤り率（ＢＥＲ）に対する性能指
数として伝送情報１ビット当りのエネルギ一対雑音電力
密度との比（Ｅｂ／Ｎｏ）を定義するが、これは次の式
（１）で示す如く計算によって求められる。
旦し＝立・ＪＬ −・−・−−−−−−−
−−−−−−・（１）Ｎ、 Ｎ Ｒ ここで、Ｃ／Ｎは搬送波電力対雑音電力比、Ｂは復調器
の等価雑音帯域幅、Ｒはデータ伝送速度で、２−ＰＳＫ
変調方式ではシンボルレートと一致するが、４−ＰＳＫ
変調方式ではシンボルレートの２培となることは良く知
られている通りである。
−−−−−−・（１）Ｎ、 Ｎ Ｒ ここで、Ｃ／Ｎは搬送波電力対雑音電力比、Ｂは復調器
の等価雑音帯域幅、Ｒはデータ伝送速度で、２−ＰＳＫ
変調方式ではシンボルレートと一致するが、４−ＰＳＫ
変調方式ではシンボルレートの２培となることは良く知
られている通りである。
ところで、式（１）から明らかなように、Ｅｂ／Ｎｏを
求めるにはＣ／Ｎを測定する必要がある。そこで、例え
ば衛星回線におけるＥ １１ ／’ Ｎ ６を決定する
場合の従来のＣ／Ｎ測定方式は、第８図に示す如く、衛
星の中継器に比べて狭帯域の復調器２１の前段にバンド
パスフィルタ２０を配置し、受ｆパ変調信号が入力され
る復調器２１の入力のＩＦ帯でＣ／Ｎを測定するように
している。
求めるにはＣ／Ｎを測定する必要がある。そこで、例え
ば衛星回線におけるＥ １１ ／’ Ｎ ６を決定する
場合の従来のＣ／Ｎ測定方式は、第８図に示す如く、衛
星の中継器に比べて狭帯域の復調器２１の前段にバンド
パスフィルタ２０を配置し、受ｆパ変調信号が入力され
る復調器２１の入力のＩＦ帯でＣ／Ｎを測定するように
している。
その測定手順は、まずバンドパスフィルタ２０の帯域の
中心に無変調波あるいは変調波を送信してバンドパスフ
ィルタ２０の出力電力を測定しＣ＋Ｎを求める。次に、
無変調波あるいは変調波の送信を止めるか、または送信
搬送波周波数をずらして受信信号がバンドパスフィルタ
２０の帯域外となるようにしてバンドパスフィルタ２０
の出力電力を測定し、Ｎを求める。そして、先に求めた
Ｃ＋ＮからＮを引くとＣが求まり、両者からＣ／Ｎが求
まる。なお、この場合のＢはバンドパスフィルタ２０の
等価雑音帯域幅である。
中心に無変調波あるいは変調波を送信してバンドパスフ
ィルタ２０の出力電力を測定しＣ＋Ｎを求める。次に、
無変調波あるいは変調波の送信を止めるか、または送信
搬送波周波数をずらして受信信号がバンドパスフィルタ
２０の帯域外となるようにしてバンドパスフィルタ２０
の出力電力を測定し、Ｎを求める。そして、先に求めた
Ｃ＋ＮからＮを引くとＣが求まり、両者からＣ／Ｎが求
まる。なお、この場合のＢはバンドパスフィルタ２０の
等価雑音帯域幅である。
（発明が解決しようとする問題点）
しかし、前述した従来のＣ／Ｎ測定方式には次の如き種
々の問題点がある。
々の問題点がある。
まず、正確な等価雑音帯域幅が既知であるバンドパスフ
ィルタが測定用として必要であり、また、電力計等の測
定器が別に必要である。
ィルタが測定用として必要であり、また、電力計等の測
定器が別に必要である。
また、Ｃ／Ｎの測定では無変調波あるいは変調波を送信
し、それを止めるか周波数をずらす操作をＩＦ帯におい
て行うので、操作が繁雑であるだけでなく、運用状態に
おいてＣ／Ｎ測定を行うことが困難である。
し、それを止めるか周波数をずらす操作をＩＦ帯におい
て行うので、操作が繁雑であるだけでなく、運用状態に
おいてＣ／Ｎ測定を行うことが困難である。
そこで、本出願人は、この問題を解決するために、第４
図に示す如きＣ／Ｎ測定回路を開発し出願した（未公開
）、第４図において、１はＡ ／ Ｉ）変換器、６（９
）は第１（第２）の平均化回路、７（８）は第１（第２
）の２乗操作回路、１０は減算回路、１１はＣ／Ｎ変換
回路、１２は絶対値操１ヤ回路である。
図に示す如きＣ／Ｎ測定回路を開発し出願した（未公開
）、第４図において、１はＡ ／ Ｉ）変換器、６（９
）は第１（第２）の平均化回路、７（８）は第１（第２
）の２乗操作回路、１０は減算回路、１１はＣ／Ｎ変換
回路、１２は絶対値操１ヤ回路である。
このＣ／Ｎ測定回路の動作は概路次の通りである。即ち
、受信復調された復調信号（アイパターンを形成するア
ナログ信号）はＡ／Ｄ変換器１でディジタル量子化され
た時系列データとなり、これは絶対値操作回路１２、第
１の平均化回路６、第１の２乗操作回路７において各々
絶対値をとられ、十分に長いＮ （Ｎｅｏの整数）シン
ボルの間平均をとられ、さらにその値が２乗される。
、受信復調された復調信号（アイパターンを形成するア
ナログ信号）はＡ／Ｄ変換器１でディジタル量子化され
た時系列データとなり、これは絶対値操作回路１２、第
１の平均化回路６、第１の２乗操作回路７において各々
絶対値をとられ、十分に長いＮ （Ｎｅｏの整数）シン
ボルの間平均をとられ、さらにその値が２乗される。
ここに、第１の２乗操作回路７の出力値は次の（２）式
で示すことができ、これは雑音がない場合の復調信号の
電力Ｓを表している。
で示すことができ、これは雑音がない場合の復調信号の
電力Ｓを表している。
Ｓ＝（＋−冗１ｄｉｌ）２ −・・・・−・−・（
２）ここでｄ＋（ｉ＝０．１，２．・・・）はＡ／Ｄ変
換器１によってディジタル変換された時系列データであ
る。
２）ここでｄ＋（ｉ＝０．１，２．・・・）はＡ／Ｄ変
換器１によってディジタル変換された時系列データであ
る。
一方、Ａ／Ｄ変換器１でディジタル量子化された時系列
データは第２の２乗操作回路８、第２の平均化回路９、
減算回路１０において、各々、２乗され、十分に長いＮ
（Ｎ＞Ｏの整数）シンボルの間平均をとられた後、第
１の２乗操作回路７の出力値が引かれる。この減算回路
１０の出力値は、次のく３）式が示すことができ、これ
は復調信号に相加された雑音電力６２を有している。
データは第２の２乗操作回路８、第２の平均化回路９、
減算回路１０において、各々、２乗され、十分に長いＮ
（Ｎ＞Ｏの整数）シンボルの間平均をとられた後、第
１の２乗操作回路７の出力値が引かれる。この減算回路
１０の出力値は、次のく３）式が示すことができ、これ
は復調信号に相加された雑音電力６２を有している。
その結果、Ｃ／Ｎ変換回路１１では、第１の２乗操作回
路７の出力（雑音がない場合の復調信号の電力Ｓ）と減
算回路１０の出力（復調信号に相加された雑音電力σ２
）との比をとることによってＣ／Ｎの測定値を得ること
ができる。
路７の出力（雑音がない場合の復調信号の電力Ｓ）と減
算回路１０の出力（復調信号に相加された雑音電力σ２
）との比をとることによってＣ／Ｎの測定値を得ること
ができる。
このように、本出願人の開発に係るＣ／Ｎ測定回路は、
復調信号にディジタル数値演算を施して測定Ｃ／Ｎを得
ることができるので、運用時に容易にＣ／Ｎの測定を行
うことができる。しかし、このＣ／Ｎ測定回路にあって
は、低Ｃ／Ｎ条件下では正確な測定値が得られないとい
う問題点がある。以下、この問題点を２値ディジタル復
調信号を例に挙げて説明する。
復調信号にディジタル数値演算を施して測定Ｃ／Ｎを得
ることができるので、運用時に容易にＣ／Ｎの測定を行
うことができる。しかし、このＣ／Ｎ測定回路にあって
は、低Ｃ／Ｎ条件下では正確な測定値が得られないとい
う問題点がある。以下、この問題点を２値ディジタル復
調信号を例に挙げて説明する。
第５図において、高Ｃ／Ｎ条件下では復調信号の振幅値
の確率密度分布は信号虚位ＷＡを中心として曲線１４の
ようなガウス分布を示すので、絶対値操作回路１２によ
って信号点位置−への復調信号を信号点位置Ａ側に折り
返しても同様に曲線１４のような分布になる。この場合
、復調信号系列の振幅の平均はほぼ信号点位置Ａにおけ
る振幅と等しくなる。しかるに、低Ｃ／Ｎ条件下では、
受信信号に相加されている雑音電力すなわちガウス分布
における分散σ が増加し、曲線１５に示すように確率
密度分布は広がりを示す。
の確率密度分布は信号虚位ＷＡを中心として曲線１４の
ようなガウス分布を示すので、絶対値操作回路１２によ
って信号点位置−への復調信号を信号点位置Ａ側に折り
返しても同様に曲線１４のような分布になる。この場合
、復調信号系列の振幅の平均はほぼ信号点位置Ａにおけ
る振幅と等しくなる。しかるに、低Ｃ／Ｎ条件下では、
受信信号に相加されている雑音電力すなわちガウス分布
における分散σ が増加し、曲線１５に示すように確率
密度分布は広がりを示す。
すると、絶対値操作回路１２によって信号点位置−Ａの
復調信号を信号点位置Ａ側に折り返す操作を行うと、復
調信号の振幅値の確率密度分布は曲線１６のように信号
虚位ｉＡを中心として五下非対称となり、復調信号系列
の振幅の平均は信号点位置Ａより大きな信号点位置Ａ′
における振幅となる。この誤差は低Ｃ／Ｎになる程大き
くなる。
復調信号を信号点位置Ａ側に折り返す操作を行うと、復
調信号の振幅値の確率密度分布は曲線１６のように信号
虚位ｉＡを中心として五下非対称となり、復調信号系列
の振幅の平均は信号点位置Ａより大きな信号点位置Ａ′
における振幅となる。この誤差は低Ｃ／Ｎになる程大き
くなる。
即ち、信号虚位ＩＡにおける振幅をＡとすると、第６図
に示す如く、横軸のＥ ｂ ／ Ｎ ｏが低値に向かう
につれて、つまりＣ／Ｎが低Ｃ／Ｎに向かうにつれて、
信号電力Ｓを与えるＡ２ は緩やかな上昇を示し、また
雑音電力σ２はその上昇速度が榎やかになる。その結果
、第７図に示す如く、測定値Ｅｂ／Ｎｏと理論値Ｅ ｂ
／ Ｎ ｏは、横軸のＥｂ／Ｎｏが高値から８ ｄＢ
付近まではほぼ一致するが、８ ｄＢ付近で両者間に誤
差が生じ、横軸のＥ ｂ ／ Ｎ ｏが８ ｄＢ以下の
低値になる程、つまり低Ｃ／Ｎになる程誤差が大きくな
っていくのである。
に示す如く、横軸のＥ ｂ ／ Ｎ ｏが低値に向かう
につれて、つまりＣ／Ｎが低Ｃ／Ｎに向かうにつれて、
信号電力Ｓを与えるＡ２ は緩やかな上昇を示し、また
雑音電力σ２はその上昇速度が榎やかになる。その結果
、第７図に示す如く、測定値Ｅｂ／Ｎｏと理論値Ｅ ｂ
／ Ｎ ｏは、横軸のＥｂ／Ｎｏが高値から８ ｄＢ
付近まではほぼ一致するが、８ ｄＢ付近で両者間に誤
差が生じ、横軸のＥ ｂ ／ Ｎ ｏが８ ｄＢ以下の
低値になる程、つまり低Ｃ／Ｎになる程誤差が大きくな
っていくのである。
本発明は、このような問題点に鑑みなされたもので、そ
の目的は、低Ｃ／Ｎ条件下においてもＣ／Ｎ測定を正確
になし得るＣ／Ｎ測定回路を提供することにある。
の目的は、低Ｃ／Ｎ条件下においてもＣ／Ｎ測定を正確
になし得るＣ／Ｎ測定回路を提供することにある。
（問題点を解決するための手段）
前記目的を達成するために、本発明のＣ／Ｎ測定回路は
次の如き構成を有する。
次の如き構成を有する。
即ち、本発明のＣ／Ｎ測定回路は、誤り訂正符号化され
たディジタル信号にディジタル変調を施した信号を伝送
するディジタル通信システムの受信側において搬送波電
力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定回路で
あって； 受信復調された復調信号をその復調の際に再
生されたシンボルクロックのタイミングで標本化し各標
本値を量子化ビット数ｎからなるディジタル時系列デー
タへ変換するＡ／Ｄ変換器と； 前記Ａ／Ｄ変換器の出
力について誤り訂正復号化処理を行う誤り訂正復号化回
路と； 前記誤り訂正復号化回路の出力について誤り訂
正符号化処理を行う誤り訂正符号化回路と； 前記Ａ／
Ｄ変換器の出力について前記誤り訂正復号化回路におけ
る復号遅延および前記誤り訂正符号化回路における符号
化遅延に相当する時間分の遅延処理を行う遅延回路と；
前記誤り訂正符号化回路の出力信号の信号点位置を判定
し、それが所定の信号点位置の信号でないときは遅延回
路の出力をその符号の極性を変換して出力し、それが所
定の信号点位置の信号であるときは遅延回路の出力をそ
のまま出力する符号変換回路と、 Ｎ（Ｎ＞Ｏの整数
）シンボルの間における前記符号変換回路の出力につい
て平均化処理を行う第１の平均化回路と； 前記第１の
平均化回路の出力について２乗操作を行う第１の２乗操
（ｊ回路と； 前記Ａ／Ｄ変換器の出力、前記遅延回路
の出力または前記符号変換回路の出力のいずれかの出力
について２乗操作を行う第２の２乗操作回路と； Ｎ
（Ｎ＞Ｏの整数）シンボルの間における前記第２の２乗
操作回路の出力について平均化処理を行う第２の平均化
回路と； 前記第２の平均化回路の出力値から前記第１
の２乗操作回路の出力値を減ずる減算回路と； 前記第
１の２乗操作回路および前記減算回路の各出力を受けて
前記比（Ｃ／Ｎ）を出力するＣ／Ｎ変換回路と； を備
えたことを特徴とするものである。
たディジタル信号にディジタル変調を施した信号を伝送
するディジタル通信システムの受信側において搬送波電
力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定回路で
あって； 受信復調された復調信号をその復調の際に再
生されたシンボルクロックのタイミングで標本化し各標
本値を量子化ビット数ｎからなるディジタル時系列デー
タへ変換するＡ／Ｄ変換器と； 前記Ａ／Ｄ変換器の出
力について誤り訂正復号化処理を行う誤り訂正復号化回
路と； 前記誤り訂正復号化回路の出力について誤り訂
正符号化処理を行う誤り訂正符号化回路と； 前記Ａ／
Ｄ変換器の出力について前記誤り訂正復号化回路におけ
る復号遅延および前記誤り訂正符号化回路における符号
化遅延に相当する時間分の遅延処理を行う遅延回路と；
前記誤り訂正符号化回路の出力信号の信号点位置を判定
し、それが所定の信号点位置の信号でないときは遅延回
路の出力をその符号の極性を変換して出力し、それが所
定の信号点位置の信号であるときは遅延回路の出力をそ
のまま出力する符号変換回路と、 Ｎ（Ｎ＞Ｏの整数
）シンボルの間における前記符号変換回路の出力につい
て平均化処理を行う第１の平均化回路と； 前記第１の
平均化回路の出力について２乗操作を行う第１の２乗操
（ｊ回路と； 前記Ａ／Ｄ変換器の出力、前記遅延回路
の出力または前記符号変換回路の出力のいずれかの出力
について２乗操作を行う第２の２乗操作回路と； Ｎ
（Ｎ＞Ｏの整数）シンボルの間における前記第２の２乗
操作回路の出力について平均化処理を行う第２の平均化
回路と； 前記第２の平均化回路の出力値から前記第１
の２乗操作回路の出力値を減ずる減算回路と； 前記第
１の２乗操作回路および前記減算回路の各出力を受けて
前記比（Ｃ／Ｎ）を出力するＣ／Ｎ変換回路と； を備
えたことを特徴とするものである。
（作 用）
次に、前記の如く構成される本発明のＣ／Ｎ測定回路の
作用を説明する。
作用を説明する。
Ａ／Ｄ変換器は、誤り訂正符号化されたディジタル信号
にディジタル変調を施した信号を伝送するディジタル通
信システムの受信側において受信復調された復調信号（
アイパターンを形成するアナログ信号）をその復調の際
に再生されたシンボルクロックのタイミングで標本化し
、各標本値を量子化ビット数ｎからなるディジタル時系
列データへ変換する。このＡ／Ｄ変換器の出力は、誤り
訂正復号化回路と遅延回路と例えば第２の２乗操作回路
とへそれぞれ送出される。
にディジタル変調を施した信号を伝送するディジタル通
信システムの受信側において受信復調された復調信号（
アイパターンを形成するアナログ信号）をその復調の際
に再生されたシンボルクロックのタイミングで標本化し
、各標本値を量子化ビット数ｎからなるディジタル時系
列データへ変換する。このＡ／Ｄ変換器の出力は、誤り
訂正復号化回路と遅延回路と例えば第２の２乗操作回路
とへそれぞれ送出される。
まず、誤り訂正復号化回路は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力
について誤り訂正復号化処理を行い、当該通信システム
で採用されている誤り訂正方式に固有の確率で正しく誤
り訂正符号化前の送信データを復元する。この復元され
たデータは誤り訂正符号化回路において送信側と同様の
誤り訂正符号化処理に付され、符号変換回路の一方の入
力となる。ここに、誤り訂正符号化回路の出力データは
、送信側において誤り訂正符号化された送信データ系列
に近いデータ系列となっており、その近似度は受信後・
調された復調信号よりも高いと言える。
について誤り訂正復号化処理を行い、当該通信システム
で採用されている誤り訂正方式に固有の確率で正しく誤
り訂正符号化前の送信データを復元する。この復元され
たデータは誤り訂正符号化回路において送信側と同様の
誤り訂正符号化処理に付され、符号変換回路の一方の入
力となる。ここに、誤り訂正符号化回路の出力データは
、送信側において誤り訂正符号化された送信データ系列
に近いデータ系列となっており、その近似度は受信後・
調された復調信号よりも高いと言える。
一方、遅延回路は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力について前
記誤り訂正復号化回路における復号遅延および前記誤り
訂正符号化回路における符号化遅延に相当する時間分の
遅延処理を行い、それを符号変換回路の他方の入力へ与
える。
記誤り訂正復号化回路における復号遅延および前記誤り
訂正符号化回路における符号化遅延に相当する時間分の
遅延処理を行い、それを符号変換回路の他方の入力へ与
える。
符号変換回路では、例えば、復調信号が２値のディジタ
ル信号に係るものである場合、誤り訂正符号化回路の出
力信号から信号点位置く前記第５図における「Ａ」と’
−ＡＪ）を判定し、その信号点位置がＡであるときは遅
延回路の出力をそのまま出力し、その信号点位置が−Ａ
であるときは遅延回路の出力をその符号の極性を変換し
て出力することを行う、即ち、信号点位置Ａを基準とし
た確率密度分布の値に折り返す操作を行うのである。こ
の操作の結果、低Ｃ／Ｎ条件下であっても、信号点位置
Ａを中心に集められた復調信号の確率密度分布は第５図
に示す曲線１４の形を保持でき、復調信号系列の振幅値
の平均はほぼ信号虚位ｗ、Ａにおけるものに等しくなる
。この符号変換回路の一出力は、第１の平均化回路にお
いて十分に長いＮ（Ｎ〉０の整数）シンボルの間、平均
をとられた後、第１の２乗操作回路において２乗操作さ
れて雑音がない場合の信号電力Ｓとなり、減算回路とＣ
／Ｎ変換回路とへ入力する。
ル信号に係るものである場合、誤り訂正符号化回路の出
力信号から信号点位置く前記第５図における「Ａ」と’
−ＡＪ）を判定し、その信号点位置がＡであるときは遅
延回路の出力をそのまま出力し、その信号点位置が−Ａ
であるときは遅延回路の出力をその符号の極性を変換し
て出力することを行う、即ち、信号点位置Ａを基準とし
た確率密度分布の値に折り返す操作を行うのである。こ
の操作の結果、低Ｃ／Ｎ条件下であっても、信号点位置
Ａを中心に集められた復調信号の確率密度分布は第５図
に示す曲線１４の形を保持でき、復調信号系列の振幅値
の平均はほぼ信号虚位ｗ、Ａにおけるものに等しくなる
。この符号変換回路の一出力は、第１の平均化回路にお
いて十分に長いＮ（Ｎ〉０の整数）シンボルの間、平均
をとられた後、第１の２乗操作回路において２乗操作さ
れて雑音がない場合の信号電力Ｓとなり、減算回路とＣ
／Ｎ変換回路とへ入力する。
他方、Ａ／Ｄ変換器の出力は、第２の２乗操作回路にお
いて２乗操作を受けた後、第２の平均化回路において十
分に長いＮ （Ｎ＞０の整数）シンボルの間、平均をと
られる。そして、減算回路において、この第２の平均化
回路の出力値から前記第１の２乗操作回路の出力値を減
ずることを行う。
いて２乗操作を受けた後、第２の平均化回路において十
分に長いＮ （Ｎ＞０の整数）シンボルの間、平均をと
られる。そして、減算回路において、この第２の平均化
回路の出力値から前記第１の２乗操作回路の出力値を減
ずることを行う。
この減算回路の出力値は復調信号に相加されている雑音
電力σ２である。
電力σ２である。
斯くして、Ｃ／Ｎ変換回路において、第１の２乗操作回
路の出、力（信号電力Ｓ）と減算回路の出力（雑音電力
σ２ ）の比をとることで、Ｃ／Ｎ測定値を得ることが
できる。
路の出、力（信号電力Ｓ）と減算回路の出力（雑音電力
σ２ ）の比をとることで、Ｃ／Ｎ測定値を得ることが
できる。
なお、第２の２乗変換回路の入力は、符号変換回路の出
力であっても良いことは以上の説明から明らかである。
力であっても良いことは以上の説明から明らかである。
また、Ｃ／Ｎ条件が一定せず変動がある場合には、第２
の２乗変換回路の入力は、遅延回路の出力から得ると良
い。
の２乗変換回路の入力は、遅延回路の出力から得ると良
い。
以上説明したように、本発明のＣ／Ｎ測定回路によれば
、当該通信システムでは誤り訂正制御が行われているこ
とに着目し、送信側において誤り訂正符号化する前の送
信データに近似するデータ列を復調信号を復号化して復
元し、それを基準となる信号点位置を判定するデータと
して使用するようにしたので、低Ｃ／Ｎ条件下において
も非常に正確にＣ／Ｎを推定できる効果がある。
、当該通信システムでは誤り訂正制御が行われているこ
とに着目し、送信側において誤り訂正符号化する前の送
信データに近似するデータ列を復調信号を復号化して復
元し、それを基準となる信号点位置を判定するデータと
して使用するようにしたので、低Ｃ／Ｎ条件下において
も非常に正確にＣ／Ｎを推定できる効果がある。
（実 施 例〉
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例に係るＣ／Ｎ測定回路を示す
。なお、第４図と同一構成部分には同一名称符号を付し
その説明を省略する。
。なお、第４図と同一構成部分には同一名称符号を付し
その説明を省略する。
このＣ／Ｎｍ定回路は、第４図に示した絶対値操作回路
１２に代えて、Ａ／Ｄ変換器１の出力を受ける遅延回路
２および誤り訂正復号化回路３と、誤り訂正復号化回路
３の出力を受ける誤り打圧符号１ヒ回路４と、誤り訂正
符号化回路４および遅延回路２の各出力を受ける符号変
換回路５とを設け、符号変換回路５の出力が第１の平均
化回路６へ与えられるようにしたものである。
１２に代えて、Ａ／Ｄ変換器１の出力を受ける遅延回路
２および誤り訂正復号化回路３と、誤り訂正復号化回路
３の出力を受ける誤り打圧符号１ヒ回路４と、誤り訂正
符号化回路４および遅延回路２の各出力を受ける符号変
換回路５とを設け、符号変換回路５の出力が第１の平均
化回路６へ与えられるようにしたものである。
以上の構成において、Ａ／Ｄ変換器１は、誤り訂正符号
化されたディジタル信号にディジタル変調を施した信号
を伝送するディジタル通信システムの受信側において受
信復調された復調信号（アイパターンを形成するアナロ
グ信号）をその復調の際に再生されたシンボルクロック
のタイミングで標本化し、各標本値を量子化ビット数ｎ
からなるディジタル時系列データへ変換する。
化されたディジタル信号にディジタル変調を施した信号
を伝送するディジタル通信システムの受信側において受
信復調された復調信号（アイパターンを形成するアナロ
グ信号）をその復調の際に再生されたシンボルクロック
のタイミングで標本化し、各標本値を量子化ビット数ｎ
からなるディジタル時系列データへ変換する。
このＡ／Ｄ変換器１の出力は、誤り訂正復号化回路３と
遅延回路２と第２の２乗操作回路８とへそれぞれ送出さ
れる。
遅延回路２と第２の２乗操作回路８とへそれぞれ送出さ
れる。
次に、誤り訂正復号化回路３は、Ａ／Ｄ２換器１の出力
について誤り訂正復号化処理を行い、当該通信システム
で採用されている誤り訂正方式に固有の確率で正しく誤
り訂正符号化前の送信データを復元する。この復元され
たデータは誤り訂正符号化回路４において送信側と同様
の誤り訂正符号化処理に付され、符号変換回路５の一方
の入力となる。ここに、誤り訂正符号化回路４の出力デ
ータは、送信側において誤り訂正符号化された送信デー
タ系列に近いデータ系列となっており、その近似度は受
信復調された復調信号よりも高いと言える。
について誤り訂正復号化処理を行い、当該通信システム
で採用されている誤り訂正方式に固有の確率で正しく誤
り訂正符号化前の送信データを復元する。この復元され
たデータは誤り訂正符号化回路４において送信側と同様
の誤り訂正符号化処理に付され、符号変換回路５の一方
の入力となる。ここに、誤り訂正符号化回路４の出力デ
ータは、送信側において誤り訂正符号化された送信デー
タ系列に近いデータ系列となっており、その近似度は受
信復調された復調信号よりも高いと言える。
一方、遅延回路２は、Ａ／Ｄ変換器１の出力について誤
り訂正復号化回路３における復号遅延および誤り訂正符
号化回路４における符号化遅延に相当する時間分の遅延
処理を行い、それを符号変換回路５の他方の入力へ与え
る。
り訂正復号化回路３における復号遅延および誤り訂正符
号化回路４における符号化遅延に相当する時間分の遅延
処理を行い、それを符号変換回路５の他方の入力へ与え
る。
符号変換回路５では、例えば、復調信号が２値のディジ
タル信号に係るものである場合、誤り訂正符号化回路の
出力信号く以下、これを「判定データ」という）から信
号虚位Ｗ（前記第５図における「Ａ」と「−ＡＪ）を判
定し、その信号点位置がＡであるときは遅延回路２の出
力をそのまま出力し、その信号点位置が−Ａであるとき
は遅延回路２の出力をその符号の極性を変換して出力す
ることを行う。即ち、信号点位置Ａを基準とした確率密
度分布の値に折り返す操作を行うのである。
タル信号に係るものである場合、誤り訂正符号化回路の
出力信号く以下、これを「判定データ」という）から信
号虚位Ｗ（前記第５図における「Ａ」と「−ＡＪ）を判
定し、その信号点位置がＡであるときは遅延回路２の出
力をそのまま出力し、その信号点位置が−Ａであるとき
は遅延回路２の出力をその符号の極性を変換して出力す
ることを行う。即ち、信号点位置Ａを基準とした確率密
度分布の値に折り返す操作を行うのである。
この操作の結果、低Ｃ／Ｎ条件下であっても、信号点位
置Ａを中心に集められた復調信号の確率密度分布は第５
図に示す曲線１４の形を保持でき、復調信号系列の振幅
値の平均はほぼ信号虚位ｆｆＡにおけるものに等しくな
る。この符号変換回路５は、例えば第２図に示す如く構
成される。
置Ａを中心に集められた復調信号の確率密度分布は第５
図に示す曲線１４の形を保持でき、復調信号系列の振幅
値の平均はほぼ信号虚位ｆｆＡにおけるものに等しくな
る。この符号変換回路５は、例えば第２図に示す如く構
成される。
第２図において、１７は否定回路、１８は排他的論理和
回路、１９は加算回路である。今、遅延回路２を通過し
た復調信号データがｎ （ｎ＞Ｏの整数）ビット量子化
された２の補数表現され、また誤り訂正符号化回路４の
出力である判定データは信号点位置Ａを示すときは“１
″、信号点位置−Ａを示すときは“０”と表現されてい
るとすると、判定データが“０”の場合には、排他的論
理和回路１８の出力には復調信号データの符号極性を全
て反転したものが得られるので、加算回路１９において
これに°°１”を加えることで２の補数で表現されたデ
ータの極性を反転する操作が行われる。なお、判定デー
タが１”の場合には、復調信号データはそのまま出力さ
れる。
回路、１９は加算回路である。今、遅延回路２を通過し
た復調信号データがｎ （ｎ＞Ｏの整数）ビット量子化
された２の補数表現され、また誤り訂正符号化回路４の
出力である判定データは信号点位置Ａを示すときは“１
″、信号点位置−Ａを示すときは“０”と表現されてい
るとすると、判定データが“０”の場合には、排他的論
理和回路１８の出力には復調信号データの符号極性を全
て反転したものが得られるので、加算回路１９において
これに°°１”を加えることで２の補数で表現されたデ
ータの極性を反転する操作が行われる。なお、判定デー
タが１”の場合には、復調信号データはそのまま出力さ
れる。
以後の動作は第４図の場合と同様であるので省略するが
、第１の２乗操作回路７の出力に得られる信号電力Ｓは
、所定の信号点位置を示す判定データを５ＧＮ（ｄ、）
と表すと、 と表すことができる。
、第１の２乗操作回路７の出力に得られる信号電力Ｓは
、所定の信号点位置を示す判定データを５ＧＮ（ｄ、）
と表すと、 と表すことができる。
第３図は、以上説明した本発明のＣ／Ｎ測定回路で測定
したＣ／Ｎに基づ＜Ｅｂ／Ｎｏと理論値Ｅｂ／Ｎｏの関
係を示す、同図から明らかなように、低Ｃ／Ｎ条件下に
おいても非常に正確に推定できるのである。
したＣ／Ｎに基づ＜Ｅｂ／Ｎｏと理論値Ｅｂ／Ｎｏの関
係を示す、同図から明らかなように、低Ｃ／Ｎ条件下に
おいても非常に正確に推定できるのである。
ところで、この推定がより正確に行われるためには、誤
り訂正復号化回路３によって復号されるデータが送信デ
ータと等しくなるように正しく復号される必要があるの
で、符号化利得の高い誤り訂正方式を採用しなければな
らないということになる。この点、近年では軟判定ビタ
ビ復号法、逐次復号法といった高符号化利得の畳込み符
号が一般化してきているので、本発明によるＣ／Ｎ測定
回路によって十分に正確なＣ／Ｎ測定が可能となる。
り訂正復号化回路３によって復号されるデータが送信デ
ータと等しくなるように正しく復号される必要があるの
で、符号化利得の高い誤り訂正方式を採用しなければな
らないということになる。この点、近年では軟判定ビタ
ビ復号法、逐次復号法といった高符号化利得の畳込み符
号が一般化してきているので、本発明によるＣ／Ｎ測定
回路によって十分に正確なＣ／Ｎ測定が可能となる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明のＣ／Ｎ測定回路によれば
、当該通信システムでは誤り訂正制御が行われているこ
とに着目し、送信側において誤り訂正符号化する前の送
信データに近似するデータ列を復調信号を復号化して復
元し、それを基準となる信号点位置を判定するデータと
して使用するようにしたので、低Ｃ／Ｎ条件下において
も非常に正確にＣ／Ｎを推定できる効果がある。
、当該通信システムでは誤り訂正制御が行われているこ
とに着目し、送信側において誤り訂正符号化する前の送
信データに近似するデータ列を復調信号を復号化して復
元し、それを基準となる信号点位置を判定するデータと
して使用するようにしたので、低Ｃ／Ｎ条件下において
も非常に正確にＣ／Ｎを推定できる効果がある。
第１図は本発明のＣ／Ｎ測定回路の構成ブロック図、第
２図は符号変換回路の構成ブロック図、第３図は本発明
のＣ／Ｎ測定回路による特性比較図、第４図は本出願人
の開発に係るＣ／Ｎ測定回路の構成ブロック図、第５図
はガウス雑音が相加された場合の復調信号振幅値の確率
密度分布を示す図、第６図は第４図に示すＣ／Ｎ測定回
路で得られた特性図、第７図は第４図に示すＣ／Ｎ測定
回路による特性比較図、第８図は従来のＣ／Ｎ測定回路
の構成ブロック図である。 １・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、 ２・・・・・・遅延回
路、３・・・・・・誤り訂正復号化回路、 ４・・・・
・・誤り訂正符号化回路、 ５・・・・・・符号変換回
路、 ６（９）・・・・・・第１（第２）の平均化回路
、 ７（８）・・・・・・第１（第２）の２乗操作回路
、 １０・・・・・・減算回路、１１・・・・・・Ｃ／
Ｎ変換回路、 １２・・・・・・絶対値操作回路、 １
７・・・・・・否定回路、 １８・・・・・・排他的論
理和回路、 １９・・・・・・加算回路、 ２０・・・
・・・バンドパスフィルタ、 ２１・・・・・・復調器
。 代理人 弁理士 八 幡 義 博 木九所のｃ／Ｎ；ｗ−回路０躊文潴り 第 ｌ 図 ／７−−−＠定回路、１８−・排＃！、妨論運ぶ９賂
／Ｐ−−−一如鼻回発肩ミ尖梗回発／ｌｌ事へ例 事 ？ 固 本鉄７顧人の間受力てりにるＣ／Ｎ？刻傭通目発−ダＩ
洒嗅友ノ列第４ 図 り東のＣ／Ｎシ刻支回発ｌ廣犬例 第 ８図 ／６；−一−−曲！嘘ヒ１５シ渇・４トｌこ搾已対有糺
ｌヒ４乍しズ本ト５％ｔろ＆Ｊ坊（ｆウスｆ佳１トカづ
１１口されｒ：４イト力オ〜（埴Ｊ阿イてｒ号ｌシーヒ
１φｈンＩｍ二ｔｖＲキｊり蔓〕５ｒイづ沙−じｈン第
ｊ 図 手続補正書（自発） 昭和６３年６月３・−日
２図は符号変換回路の構成ブロック図、第３図は本発明
のＣ／Ｎ測定回路による特性比較図、第４図は本出願人
の開発に係るＣ／Ｎ測定回路の構成ブロック図、第５図
はガウス雑音が相加された場合の復調信号振幅値の確率
密度分布を示す図、第６図は第４図に示すＣ／Ｎ測定回
路で得られた特性図、第７図は第４図に示すＣ／Ｎ測定
回路による特性比較図、第８図は従来のＣ／Ｎ測定回路
の構成ブロック図である。 １・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、 ２・・・・・・遅延回
路、３・・・・・・誤り訂正復号化回路、 ４・・・・
・・誤り訂正符号化回路、 ５・・・・・・符号変換回
路、 ６（９）・・・・・・第１（第２）の平均化回路
、 ７（８）・・・・・・第１（第２）の２乗操作回路
、 １０・・・・・・減算回路、１１・・・・・・Ｃ／
Ｎ変換回路、 １２・・・・・・絶対値操作回路、 １
７・・・・・・否定回路、 １８・・・・・・排他的論
理和回路、 １９・・・・・・加算回路、 ２０・・・
・・・バンドパスフィルタ、 ２１・・・・・・復調器
。 代理人 弁理士 八 幡 義 博 木九所のｃ／Ｎ；ｗ−回路０躊文潴り 第 ｌ 図 ／７−−−＠定回路、１８−・排＃！、妨論運ぶ９賂
／Ｐ−−−一如鼻回発肩ミ尖梗回発／ｌｌ事へ例 事 ？ 固 本鉄７顧人の間受力てりにるＣ／Ｎ？刻傭通目発−ダＩ
洒嗅友ノ列第４ 図 り東のＣ／Ｎシ刻支回発ｌ廣犬例 第 ８図 ／６；−一−−曲！嘘ヒ１５シ渇・４トｌこ搾已対有糺
ｌヒ４乍しズ本ト５％ｔろ＆Ｊ坊（ｆウスｆ佳１トカづ
１１口されｒ：４イト力オ〜（埴Ｊ阿イてｒ号ｌシーヒ
１φｈンＩｍ二ｔｖＲキｊり蔓〕５ｒイづ沙−じｈン第
ｊ 図 手続補正書（自発） 昭和６３年６月３・−日
Claims (1)
- 誤り訂正符号化されたディジタル信号にディジタル変調
を施した信号を伝送するディジタル通信システムの受信
側において搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）を測定す
るＣ／Ｎ測定回路であって；受信復調されな復調信号を
その復調の際に再生されたシンボルクロックのタイミン
グで標本化し各標本値を量子化ビット数ｎからなるディ
ジタル時系列データへ変換するＡ／Ｄ変換器と；前記Ａ
／Ｄ変換器の出力について誤り訂正復号化処理を行う誤
り訂正復号化回路と；前記誤り訂正復号化回路の出力に
ついて誤り訂正符号化処理を行う誤り訂正符号化回路と
；前記Ａ／Ｄ変換器の出力について前記誤り訂正復号化
回路における復号遅延および前記誤り訂正符号化回路に
おける符号化遅延に相当する時間分の遅延処理を行う遅
延回路と；前記誤り訂正符号化回路の出力信号の信号点
位置を判定し、それが所定の信号点位置の信号でないと
きは遅延回路の出力をその符号の極性を変換して出力し
、それが所定の信号点位置の信号であるときは遅延回路
の出力をそのまま出力する符号変換回路と；Ｎ（Ｎ＞０
の整数）シンボルの間における前記符号変換回路の出力
について平均化処理を行う第１の平均化回路と；前記第
１の平均化回路の出力について２乗操作を行う第１の２
乗操作回路と；前記Ａ／Ｄ変換器の出力、前記遅延回路
の出力または前記符号変換回路の出力のいずれかの出力
について２乗操作を行う第２の２乗操作回路と；Ｎ（Ｎ
＞０の整数）シンボルの間における前記第２の２乗操作
回路の出力について平均化処理を行う第２の平均化回路
と；前記第２の平均化回路の出力値から前記第１の２乗
操作回路の出力値を減ずる減算回路と；前記第１の２乗
操作回路および前記減算回路の各出力を受けて前記比（
Ｃ／Ｎ）を出力するＣ／Ｎ変換回路と；を備えたことを
特徴とするＣ／Ｎ測定回路。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15604587A JPS64844A (en) | 1987-06-23 | 1987-06-23 | C/n measuring circuit |
| AU18248/88A AU594621B2 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| EP88305685A EP0296822B1 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| CA000570052A CA1332450C (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| DE3886107T DE3886107T2 (de) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Träger/Rausch-Detektor für digitale Übertragungssysteme. |
| DE3854505T DE3854505T2 (de) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Phasengesteuerte Demodulationseinrichtung zur digitalen Kommunikation. |
| EP92201171A EP0497433B1 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Phase controlled demodulation system for digital communication |
| US07/210,653 US4835790A (en) | 1987-06-23 | 1988-06-23 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| CA000616675A CA1333922C (en) | 1987-06-23 | 1993-07-22 | Phase controlled demodulation system for digital communication |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15604587A JPS64844A (en) | 1987-06-23 | 1987-06-23 | C/n measuring circuit |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01844A true JPH01844A (ja) | 1989-01-05 |
| JPS64844A JPS64844A (en) | 1989-01-05 |
| JPH0479496B2 JPH0479496B2 (ja) | 1992-12-16 |
Family
ID=15619114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15604587A Granted JPS64844A (en) | 1987-06-23 | 1987-06-23 | C/n measuring circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS64844A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4955965A (en) * | 1988-12-05 | 1990-09-11 | Xerox Corporation | Positive drive, passive, sheet rotation device using differential roll velocities |
-
1987
- 1987-06-23 JP JP15604587A patent/JPS64844A/ja active Granted
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