JPH02101969A - 三点インバータの作動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〕 この発明は、三点インバータの作動方法に関するもので
ある。

〔従来の技術〕

三点インバータは周知のように二点インバータにくらべ
て、インバータ出力端における近似的に正弦波状の電圧
経過を模擬するために３つの直流電位を利用し得るとい
う利点を有する。すなわち、第１図中に例として示され
ている三点インバータＤＷＲの相ＰＲ，ＰＳＳＰＴは直
流電圧源Ｕ、の正または負の電位Ｕ９．またはＵ−１か
らも、好ましくは零電位に相応する中央電位ＭＰからも
給電される。第１図の特殊な実施例では、この中央電位
ＭＰは、直流電圧源Ｕ、から給電される２つの中間回路
コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点におけるいわゆる“オー
バーハング零点”として三点インバータＤＷＲの入力端
に与えられる。他の実施例では、電位Ｕ”　、　、ＭＰ
およびＵ−ｓを、中央電位ＭＰを基準とする電位Ｕ＋、
およびＵ−、に対する整流器装置を後段に接続されてい
る相応に構成されたインバータ変圧器により形成するこ
とも可能である。

相ＰＲＳＰＳ、、ＦＴの出力端Ｒ，ＳＳＴにおける近畑
的に正弦波状の電圧経過を形成するため、これらの３つ
の電位は三点インバー・夕の各相のなかのスイッチング
要素から特定の時間にわたりそのつどの出力端に通過接
続される。第１図中に例として示されている相ＰＲでは
、これは、逆並列フリーホイーリングダイオードを設け
られておりまた正電位Ｕ、。と負電位Ｕ、−との間に直
列に接続されているスイッチング要素Ｔ１ないしＴ４で
ある。この直列配置はＴＩとＴとの間またはＴ３とＴ４
との間の接続点において２つの結合ダイオードを介して
直流電圧源の中央電位端子ＭＰと接続されている。

特に側波数制御可能な変換装置による三相機の給電の際
には、変換装置により電気機械のなかに生ずる電気的量
、特に電圧および電流を電気機械の固定子を基準とする
直角α、β座標系内の空間フェーサの形態で表すことが
特に有利である。刊行物「周波数変換装置における空間
フェーサ変調（Ｒａｕｍｚｅｉｇｅｒ−Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ　　ｂｅｔ　　Ｆｒｅｑｕｅｎｚｕｓｒｉｃｈｔ
ｅｒ）」、アントリープステヒニク（＾ｎｔｒｉｓｂｓ
ｔｅｃｈｎｊｋ）、５１２７巻（１９８８年）、第４号
、第３８〜４２頁には、この空間フェーサ表示の方法と
、これからインバータの作動のための公知の“低調波法
”により生ずる“空間フェーサ変調“とが、二点インバ
ータから給電される非同期機を例として闇単に示されて
いる。

インバータのなかの弁の可能なスイッチング状Ｎ４組み
合わせの制限された数に基づいて電圧空間フェーサは先
ずα、β座標系のなかで離散的な位置のみをとり得る。

第２図には１つのこのような座標系が例として示されて
いる。そこでは三点インバータから発生可能な電圧空間
フェーザ旦０のＨ数的な許容可能な位１の先端は、数字
１ないし２７を付されており、またそのつどの位置の発
生のために必要な三点インバータのスイッチング状態を
内部に図で示されている長方形によりマークされている
。その際に各長方形の内部には、１つの三相三点インバ
ータの相をシンボル化する３つのスイッチが示されてお
り、これらのスイッチはそれぞれ３つのスイッチング状
態をとり得る。このような“相スイッチ”が上方を指し
ていれば、たとえば相ＰＨのなかの弁Ｔ１およびＴ２の
スイッチオンにより電位υＩｌ′が出力ｉＲに与えられ
ている。それに対して、相スイッチが水平に位置してい
れば、弁Ｔ２およびＴ３のスイッチオンにより中央電位
ＭＰが出力端Ｒに接続されている。

最後に、このような“相スイッチ“が下方を指していれ
ば、たとえば弁Ｔ３およびＴ４のスイッチオンにより電
位ＵＩｌ−がそのつどの相出力端に与えられている０位
１１を有する１つの電圧空間フェーサを発生するために
は、こうして、相ＰＲに対する相スイッチＳＰが上方を
、また相ＰＳＳＰＴに対する両相スイッチＳＳ、ＳＴが
下方を指していなければならない、この場合には、従っ
て、電位Ｕｓ”が相ＰＲの出力端Ｒに、また電位Ｕｈ−
が相ＰＳ、ＰＴの出力端Ｓ、Ｔに切換えら札ている。さ
らに第２図中の表示かられかるように、いくつかのスイ
ッチ状態は等価である。すなわちα、β座標系内に同一
の電圧空間フェーサを生ずる。

たとえばスイッチ状態１６および２２はα座標軸に対し
て６０°だけ回転された同一の電圧空間フェーサを発生
する。

しばしば、上記の離散的位置と一敗せず、従ってまた離
散的スイッチ状態ｌないし２７によりα、β座標系内に
張られる等脚三角形の内部に位置する電圧空間フェーサ
を発生することも必要である。

そのために、“低調波法”として知られているパルス変
調法を用いて、サイクリックに特定のスイッチング比で
離散的空間フェーサ位置の間を往復して切換えられる。

これは“空間フェーサ変調”とも呼ばれる。こうして、
第２図中に記入されている空間フェーザ旦、″を発生す
るためには、たとえばサイクリックにスイッチ状！！１
１．９．１６、２２．１５．２１および１４の間を往復
して切換えることが可能である。離散的空間フェーザ位
置のこのような重畳により、こうして、時間的平均とし
て各任意の空間フェーザ中間位置が近似され得る。

文献「三しベルＰＷＭ波形の発生および最適化への新規
なアプローチ（Ａ　ｎｏｖｅｌ　ａｐｐｒｏａｃｈ　ｔ
ｏ　ｔｈｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　　ａｎｄ　　ｏｐｔ
ｉｍｉｚａｔｌｏｎ　　ｏｆ　　ｔｈｒｅｅｌｅｖａｌ
　　ＰＨ１０ｗａｖｅ　ｆｏｒｍｓ）　Ｊ、ＰＥ５Ｃ’
　８８Ｒｅｃｏｒｄ。

ＩＥＥＥ、１９８８年４月、第１２５５〜１２６２頁か
ら、特にその第５図に基づいて、三点インバータに対す
る空間フェーザ変調の、二重変調と呼ばれる１つの特別
な形態が知られている。この場合、公知の低調波法に相
応して、線分から合成される周期的経過が、その極大お
よび極小により好ましくは正規化された上側および下側
走査限界を規定する１つの変調信号としての役割をする
。

第３図には例として、その極値により破線で示されてい
る好ましくは正規化された上側または下側走査限界＋１
．０または−１，０を規定する１つのこのような好まし
くは三角波状の変調信号ＭＳが示されている。二重変調
によれば、三点インバータの相のなかの弁に対する切換
パルス信号を形成するため、零点をずらされた２つの同
相の目標信号システムが変調信号により走査される。第
３図には２つのこのようなそれぞれ三相の目標信号シス
テムが例として示されている。これらは以下で第１また
は′Ｉ４２の目標信号システムと呼ばれ、またそれぞれ
３つの好ましくは正弦波状の１２０°だけ互いに位相の
ずれた相信号経過Ｕ”ｌ０１Ｕ“、。、Ｕ中、。または
Ｕ＊□、ｕ”ｔｏ、Ｕ”　ｓｕから成っている。その際
に両目種信号システムのなかの対応する相信号経過、た
とえば経遜り”ｔｏおよびＵ”ａｕは互いに同相である
。その際に第１の目標信号システムの相信号経過は普通
は変調信号の上側範囲に位置し、他方において第２の目
標信号システムの相信号経過は下側範囲に位置している
。従って、第１の目標信号システムの相信号経過の中心
線ＭＬＯは第２の目標信号システムの相信号経過の中心
線ＭＬＵよりも大きく、または少なくともそれと等しい
、第３図の例では第１または第２の目標システムの相信
号経過は値＋０．５または−０，５の中心線ＭＬＯまた
はＭＬＵを有し、また値２のスパンを有する１つの正規
化された変調信号ＭＳにより走査される。

〔発明が解決しようとする課題〕

本発明の課題は、三点インバータの作動のための二重変
調の公知の方法を、周波数変換装置の出力端における電
気的量が特に負荷として給電される電気機械に対して望
ましい高調波スペクトルを育するように構成することで
ある。

〔課題を解決するための手段〕

この課題は本発明によれば、インバータの相のなかの弁
に対する点弧パルスを形成するため好ましくは三角波状
の変調信号がそれぞれ特に正弦波状の相信号経過から成
る２つの同相の目標信号システムを走査し、第１の目標
信号システムの相信号経過に対する中心線が第２の目標
信号システムの相信号経過に対する中心線に等しくまた
はそれよりも大きく、また変調信号のスパンがそれぞれ
好ましくは正規化された上側または下側走査限界を定め
る作動方法において、相信号経過の現在の最大値と上側
限界との間の第１の間隔値と、相信号経過の現在の最小
値と下側走査限界走査との間の第２の間隔値とが形成さ
れ、上側走査限界の上方超過の継続中は第１の目標信号
システムの相信号経過が第１の間隔値だけ低くされ、ま
た下側走査限界の下方超過の継続中は第２の目標信号シ
ステムの相信号経過が第２の間隔値だけ高くされること
によって解決される。またこの課題は本発明によれば、
インバータの相のなかの弁に対する点弧パルスを形成す
るため好ましくは三角波状の変調信号がそれぞれ特に正
弦波状の相信号経過から成る２つの同相の目標信号シス
テムを走査し、第１の目標信号システムの相信号経過に
対する中心線が第２の目標信号システムの相信号経過に
対する中心線に等しくまたはそれよりも大きく、また変
調信号のスパンがそれぞれ好ましくは正規化された上側
または下側走査限界を定める作動方法において、変調信
号のスパンにより評価された第１および第２の目標信号
システムの相信号経過からそれぞれ相信号経過からのそ
のつどの中心線を基準とする現在の最大または最小値が
減電され、また零点シフトにより目標信号システムが、
場合によっては、第１および第２の目標信号システムの
相信号経過の中心線が上側または下側走査限界と合致す
るように変更されることによっても解決される０本発明
の具体的な構成はその他の請求項に記載されている。

〔実施例〕

以下、第４図ないし第１４図により本発明を一層詳細に
説明する。

第１図には二重変調の原理による三点インバータＤＷＲ
の作動のための制御装置のブロック回路図が示されてい
る。その際に、負荷として三点インバータＤＷＲから駆
動される三相機Ｍに対する所望の電圧空間フェーザ旦０
を予め設定する役割は目標値設定ユニットＳｖがしてい
る。この電圧空間フェーサはさらに１つの部分システム
形成器ＴＳＨのなかで二重変調により第１および第２の
目標信号システムに分割される。その際に両目種信号シ
ステムの各々は上記の仕方で３つのたとえば正弦波状の
１２０°だけ電気的に互いに位相のずれた相信号経過Ｕ
”っ。、Ｕ１１、。、Ｕ′１？。またはＵ申。、Ｕ”　
ｓｕｓ　Ｕ”　ｔｕから成っている。補助電圧発生器Ｈ
３Ｇは、目標信号システムの相信号経過を走査するため
、好ましくは三角波状の変ｔＩＮ信号ＭＳを発生する０
部分システム形成器ＴＳＢから補助電圧発生器Ｈ３Ｇへ
延びている追加的な信号線ＳＹにより変調信号の経過は
目標信号システムの相信号経過に同期化され得る。所望
の目標信号システムの本来の走査が各１つの第１および
第２の変調器ＭＯ３およびＭＵＳのなかで変調信号によ
る相応の相信号経過の重畳により行われることは有利で
ある０ＭＯ３およびＭＵＳの出力端における２値の変調
パルスＰＲＯ，ＰＳＯ１ＰＴＯおよびＰＲＵＳＰＳＵ、
ＰＴＵは、変調信号ＭＳがそのつどの相信号経過よりも
大きいか小さいかを指示する。インバータ相ＰＲ，ＰＳ
ＳＰＴのなかの弁のスイッチングのための信号は最後に
点弧パルス形成器ＺＩＢ１７）部分ＺＩＢＲ，ＺＩＢＳ
。

ＺＩＢＴにより与えられる。第１図中にはそのために例
としてインバータ相ＰＲの弁Ｔ１ないしＴ４のスイッチ
オンおよびスイッチオンのためのスイッチングパルスＺ
ＴＩないしＺｒ２が示されている。これらは点弧パルス
形成器ＺＩＢの部分２ＩＢＲのなかで、相信号経過ＬＪ
”ｌ。およびＵ”　Ｉｌ＋の変調から形成された２値の
変調パルスＰＲＯおよびＰＲＵを利用して形成される。

第３図中に例として示されている第１および第２の目標
信号システムの相信号経過Ｕ０え。、Ｕ０３゜、Ｕ＊１
゜またはＵ”　ｍｕｓ　Ｕ拳、１、Ｕ”？Ｉｌは値Ａ−
０，５３を有する１つのドライブに相応する。この場合
、各相信号経過の振幅は正規化された変調信号ＭＳの半
スパンよりも大きい、すなわち値ｌ。

０よりも大きい、［Ａ−０，５を有する１つのドライブ
の際には、第２図中に記入されている円Ｋｌの半径に一
致する長さを有する電圧空間フェーサが生ずるであろう
、このようなドライブ値では第１の目標信号システムの
相信号経過の極大および第２の目標信号システムの相信
号経過の極小値は上側走査限界＋１．０または下側走査
限界−１，０を確かに既にわずかに上方または下方超過
するであろうが、第１の目標信号システムの相信号経過
の極小および第２の目標信号システムの相信号経過の極
大は座標零線を一周してまさにエツジに接触する。値Ａ
　−０，５を越えるドライブの上昇の際には両目種信号
システムの相信号経過が一段と重畳するに至る。第３図
中ではこの重畳が既に１つのドライブＨＡ−０，５３に
おいて交叉範囲ＳＢの生起により明らかに認められる。

このような交叉範囲の生起も、変調信号ＭＳのピークに
より予め設定された上側または下側走査限界の上方また
は下方超過も、過制御が存在することを指示する。この
ような場合に、第１または第２の目標信号システムの極
大または極小の範囲内の相信号経過の上側走査限界を上
方超過する範囲または下側走査限界を下方超過する範囲
は変調信号によりもはや検出されない、こうして、好ま
しくは正弦波状であり、また周波数変換装置の出力端に
おける電気的量に対する目標経過としての役割をする相
信号経過の“刈り込み（にｕｐｐｅｎ　）”が変調信号
によりもばや走査され得ないので、１つの変！ｌＮ誤差
が生ずる。その結果、インバータの出力端における電気
的信号の歪みが変調と共に増大する。すなわち所望の正
弦波形からの偏差が増大する。その結果、これらの信号
は、特に負荷として作動する電気機械に対する望ましく
ない高調波スペクトルの含有率の大きいものとなる。こ
の理由から、上側または下側走査限界を上方または下方
超過する相信号経過の際には、または遅（とも０．５よ
りも大きい値を有する変調以降は、周波数変換装置出力
信号の高調波スペクトルへの過制御の望ましくない作用
を回避するための対策が講じられることはを利である。

そのために、本発明によれば、相信号経過のそのつどの
最大値と上側走査限界との間の第１の間隔値と、相信号
経過のそのつどの最小値と下側走査限界との間の第２の
間隔値とを形成することが提案される０本発明による方
法の第１の実施例では、第１の目標信号システムのすべ
ての相信号経過が上側走査限界の上方超過の継続中は第
１の間隔値の現在の大きさだけ低くされ、また同時に第
２の目標信号システムのすべての相信号経過が下側走査
限界の下方超過の継続中は第２の間隔値の現在の大きさ
だけ高くされる。このことはさらに第５図により一層詳
細に説明される。

第５図中に示されている相信号経過Ｕ′え。、Ｕ′、。

、Ｕ’ｔｏまたはＵ′□、ＬＪ’ｇｏ、Ｕ’ＴＩＪは値
０゜７５を有する変調に相応している。このような変調
の際には、第１または第２の目標信号システムの相信号
経過による明白な上側走査限界＋１４０の上方超過また
は下側走査限界−１，０の下方超過も、座標系の零線の
範囲内での両目種信号システムの相信号経過の顕著な交
差も生ずる。第５図中には、走査限界の上方または下方
超過の範囲がハツチングを施して示されている。さらに
第５図中の２つの時間ユニットＺＥと５つの時間ユニッ
トＺＥとの間の参照符号Ｂを付されている範囲を特に考
察することにする。そこには、３つの時間ユニットにお
いて生ずる、相信号経通からの現在の最大値と上側走査
限界＋１．０との間の第１の間隔値ＡＷ１と、相信号経
過からの現在の最小値と下側走査限界−１，０との間の
Ｗ４２の間隔値ＡＷ２とが記入されている。この第１ま
たは第２の間隔値ＡＷＩまたはＡＷ２だけ、本発明によ
れば、第１または第２の目標信号システムの相信号経過
が低く、または高くされる。

その結果として、第５図中でたとえば、相信号経過Ｕｌ
、。は上側走査限界との交点ＳＰＩとＳＦ３との間の範
囲Ｂ２内でその値に制限される。相応して範囲Ｂ内で相
信号経過Ｕ’？Ｉ＋は２つの時間ユニットと交点ＳＰ３
との間の範囲内で、また相信号経通Ｕ′□は交点ＳＰ４
と５つの時間ユニットとの間の範囲内で下側走査限界−
１，０の値に制限される。しかし、第１または第２の目
標信号システム内のそのつどの最大または最小値を形成
し、またそれぞれ第１または第２の間隔値の経過により
表される相信号経過のなかの、上記の制限により“失わ
れた”スパンは、そのつどの目標信号システムのその他
の制限されない相信号経過のなかで、本発明によれば、
第１または第２の間隔値の減算または加真により考慮さ
れる。こうして、本発明によれば、特に有利に直線的変
調範囲が高くされ得る。それによって、周波数変換装置
の出力端における電気的信号は所望の正弦波からより少
なく偏差し、従ってまた望ましい高調波スペクトルを有
する。

本発明による方法の別の実施例で、相信号経過による上
側または下側走査限界の下方または上方超過の際にも相
信号経過の相応の補正が第１または第２の間隔値により
行われることは宥和である。

このような場合には、第１の目標信号システムの相信号
経通は第１の間隔値だけ高くされ、また第２の目標信号
システムの相信号経過は第２の間隔値だけ低くされる。

その結果として、第５図中に示されている経過の範囲Ｂ
のなかで、たとえば相信号経過Ｕ′、。は追加的にＳＰ
ＩとＳＦ３との間の範囲Ｂ２内の値＋１．０への制限の
ために、いま２つの時間ユニットとＳＰＩとの間または
ＳＰ３と５つの時間ユニットとの間の範囲Ｂ１またはＢ
３内で上側走査限界＋１．０の値に“持ち上げ”られる
、同じ仕方で範囲Ｂのなかで、追加的に相信号経過Ｕ′
。およびυ′？６をハツチングを施されている範囲内で
下側走査限界−１，０の値に制限するため、いま同じ値
への低下が交点ＳＰ３とＳＦ３との間の範囲内で行われ
る０本発明による方法のこの実施例により生ずる第１お
よび第２の目標信号システムの相信号Ｕ０□。、Ｕｌ、
。、Ｕ”？。およびＵ”ｌｔ＋、Ｕ”　Ｉ（１％　Ｕ”
　ｔｏの経過は第６図中に示されている。これらの信号
が第１図中にブロックとして示されている部分信号形成
器ＴＳＨの１つの特別な実施例のなかで形成され、また
続いて再変調器ＭＯ３およびＭＵＳに以後の処理のため
に通常の仕方で与えられることは特に有利である。

こうして本発明による方法により生ずる補正された第６
図による相信号経過は、三点インバータの直線的変調範
囲を高くすることとならんで、時間的平均として第２図
のα、β座標平面内に位置する電圧空間フェーサを形成
するために必要な、離散的な空間フェーサ位置間の中間
切換周波数が元の値の約２／３に減ぜられるという特別
な利点を有する。

第４図には三点インバータに対する本発明による作動方
法がブロック回路図を例として示されている０本発明に
よる方法を実施するための部分システム形成器ＴＳＢを
第４図の回路に相応して構成することは特に有利である
。これは好ましくは座標変換器ＫＷ、第１の零システム
加算器ＮＡＩおよび零システムマニピュレーターＮＰか
ら成っている。その際に部分システム形成器ＴＳＢの入
力端に目標値として予め与えられる所望の電圧空間フェ
ーサＵ０は座標変換器のなかで先ず三相目標信号システ
ムＵ　”　ａ　、Ｕ”　ｓ　％　Ｕ”　ｒに変換される
。このシステムは二重変調のための第１および第２の目
標信号システムを形成するための出発点としての役割を
する。第１および第２の目標信号システムの相信号経過
Ｕ′ヨ。、υ′、。、Ｕｒ、。

およびＵ′□、Ｕ’　！ｕ％　Ｕ’　ｔｏへの本来の分
割は第１の零システム加算器ＮＡＩにより行われる。

第４図の特別な実施例ではそのために目標信号システム
Ｕ−え、Ｕ”　ｓ　、Ｕ”　？が値０．５だけ高くまた
は低くされる。その結果、第３図、第５図に相応して、
第１および第２の目標信号システムの相信号経過はそれ
ぞれ＋０．５または−０，５に位置する第１または第２
の中心線ＭＬＯまたはＭＬＵのまわりを経過する。この
ように零点シフトされた目積信号システムは最後に零シ
ステムマニピュレーターＮＰのなかで本発明による方法
に従って補正される。そのためにそれぞれ最大または最
小値検出器ＭＡＸまたはＭＩＮが相信号経過の現在の最
大または最小値を検出する。この場合に極性を有する第
１または第２の間隔値ＡＷＩおよびＡＷ２が、検出され
た最大値から上側走査限界を減算すること、または検出
された最小値に下側走査限界を加夏することにより形成
される０部分システム形成器ＴＳＢの補正された出力信
号を形成するため、最後に第１または第２の間隔値が第
１または第２の目標信号システムの相信号経過から減算
される。

本発明による方法の別の有利な実施例では、二重変調に
よる２つの相異なる目標信号システムへの目標信号シス
テムＵ　”　ｌ　、Ｕ”　Ｓ　、Ｕ”　？の事前の分割
は行われない、もっと正確に言うと、この目標信号シス
テムは既に、先ず同一でありかつ零線と一致する中心線
を有する２つのこの場合型なっている目標信号システム
を表す、こうして第７図中にブロック回路図として示さ
れている有利な実施例によれば、座標変換器ＫＷの出力
端における三相の目標信号システムＵ％　、Ｕ”＊　、
Ｕ”？を事前の零システム加算なしに直接に第４図の回
路に相応して構成された零システムマニピュレーターＮ
Ｐに二重に供給することも可能である。二重変調による
第１および第２の目標信号システムの、この場合に第７
図の部分システム形成器ＴＳＢの出力端に生ずる補正さ
れた相信号経過は、第６図中に示されている経過と完全
に同一である。

このことを第８図により範囲Ｂ内で簡単に説明する。こ
こでもたとえば第１および第２の間隔値ＡＷ１およびＡ
Ｗ２の３つの時間ユニットＺＥにおいて生ずる現在の値
が相信号経過の現在の最大または最小値と上側または下
側走査限界との間のそれぞれハツチングを施された範囲
内に示されている。第１の間隔値ＡＷＩはここで範囲Ｂ
内で現在の最大値としての役割をするＵ１１、の経過と
上側走査限界＋１．０との間の間隔として生ずる。この
場合、経過Ｕ＊、、Ｕ１１璽、Ｕ０７が範囲Ｂ内で第１
の間隔値ＡＷＩだけ高くされると、第１の目標信号シス
テムの補正された相信号Ｕ”ｌ。、Ｕ”、。、ＵＩＩ、
。の第６図中の図示と一層する経過が生ずる。理解され
るように、範囲Ｂ内では補正に基づいて相信号経過ｕ”
ｔｏが同じく上側走査限界＋１．０の値に引き上げられ
、または制限され、他方においてＵ”ＩＯおよびＵＩＩ
、。の経過は１つの極小を通過する。

第９図には最後に、たとえば第４図または第７図の回路
により個々の相ＰＲ，ＰＳ、ＰＴに対する第６図または
第８図による本発明により補正された相信号経過から生
ずるスイッチング状態信号５ＺＰＲ％５ＺＰＳ、５ＺＰ
Ｔが示されている。

その際にそれぞれ１つの正の状態信号の際には正電位Ｕ
４゜が、１つの状態信号の欠落の際には中央電位ＭＰが
、また１つの負の状ｎ信号の際には負電位Ｕ−０がその
つどの三点インバータ相の出力端に通過接続されている
。こうして１つの正の状態信号、１つの状態信号の欠落
または１つの負の状態信号は、三相の三点インバータの
数字１ないし２７を付されている可能なスイッチング状
態組合わせのなかのそのつどの相の現在のスイッチング
状態を示すための第２図の図示中で斜め上向き、水平ま
たは斜め下向きの”スイッチ”に相当する。

三点インバータに対する本発明による作動方法の別の有
利な実施例をさらに第１０図ないし第１３図により一層
詳細に説明する。

第１の別の実施例が第１１ａ図および第１１ｂ図に値Ａ
−０，５３を有する変調を例として示されている。その
ために先ず、まさに現在の最大または最小値を形成する
相信号経過のそのつどの中心線ＭＬＯまたはＭＬＵを基
準にする現在の瞬時値ＡＫＭＡまたはＡＫＭＩが決定さ
れる。これらの瞬時値の大きさの和が変！１１信号の半
スパンを超過すると直ちに、これらの和と変調信号の半
スパンとの差が、第１の目標信号システムのなかの、そ
のつどの目標信号システムのなかで現在の最大値でも現
在の最小値でもない相信号経過に加算され、またはそれ
から減算される。こうしてたとえば第１１ａ図中のＢと
マークされている範囲内で相信号経過Ｕ′、、またはＵ
’？υが現在の最大または最小値を形成する。

本発明によれば、いま相信号経過Ｕｓ。およびＵＵの瞬
時値の第１または第２の中心線ＭＬＯまたはＭＬＵを基
準とする大きさの和が形成される。

この和はご（わずかな過制御を惹起する変調値Ａ−０，
５３に基づいてたとえば範囲Ｂの内部でのみ一時的に好
ましくは正規化された値ｌを有する変１１４８号ＭＳの
半スパンを超過する。この理由からこの場合には範囲Ｂ
の内部でのみ上記の和と変調信号の半スパンとの差から
形成される第１の補正値ＫＷＩの本発明による重畳が行
われる。この第１の補正値は、第１または第２の目標信
号システムのなかの、現在の最大値も最小値も形成しな
い相信号経過に重畳される。第１１ａ図中の範囲Ｂ内で
これは第１または第２の目標信号システムのなかの相信
号経過（Ｊ＋、。またはＵ′□である０本発明によれば
、第１の補正値はＵＩ、。の経過にそれを高くする意味
で加算され、または経過Ｕ′□からそれを低（する意味
で減算される。この本発明による補正に基づいて第１お
よび第２の目標信号システムの相信号経過はそのつどの
中心線ＭＬＯまたはＭＬＵのまわりに位置する範囲内で
第１１ａ図の図示から明らかな仕方でわずかに歪ませら
れる。こうして第１１ａ図中に実線で示されている補正
された相信号経過Ｕ８゜１、Ｕ、。１、Ｕ７゜１および
Ｕ□ｌ、ｔＪ□８、υ？□が生ずる。これらの補正され
た相信号経過は、第１１ａ図中に破線で記入されており
、第３図の経過に相応する補正されない相信号経過Ｕ’
ｌ。、ＵＩ、。、Ｕ’？。およびＵ′□０、Ｕ′０、ｔ
Ｊ’ｔｕから変調値Ａ−０，５３に基づいてごくわずか
偏差する。このような補正された相信号経過が直線的変
調範囲を高くする目的で既に第４図ないし第９図により
説明された別の補正を受けると、第１１ｂ図中に示され
ている補正された相信号経過Ｕ“え。、Ｕ″、。、Ｕ”
Ｔ。およびＵ＊０、Ｕ＊０、Ｕ＊？。が生ずる。これら
は以後の処理のためにたとえば第１図中に示されている
変調器ＭＯ３およびＭＵＳに入力信号として供給され得
る。

第１２ａ図には第１１ａ図に相応する本発明による補正
がＡ−０，７５の変調を育する相信号経過を例として示
されている。このような変調の際には現在の最大および
最小値の大きさの和が常に変調信号ＭＳの半スパンを超
過する。この理由からたとえば相信号経過Ｕ′え。およ
びＵ′□の補正が全範囲Ｂ内で行われる。それに加えて
、補正はたとえば補正された相信号経過による現在の最
大または最小値の上方または下方超過に通ずる。こうし
てたとえば第１２ａ図中の範ＷＢ内で第１の補正値ＫＷ
Ｉの加算によりＵ、。１の相信号経過が範囲Ｂの左端で
、破線で示されているこれまでの最大値Ｕ、。、を上回
るように非常に大きくされる。

相応して相信号経過ＵＩＩ＋１が、範囲Ｂの右端で点線
で示されているこれまでの最小＃ｉＵ□１を下回るよう
に非常に低くされる６本発明による作動方法の別の実施
例によれば、そのつどの目標信号システムのなかで現在
の最大値も現在の最小値も形成しない相信号経過は有利
に、これまでの最大または最小値が補正により上方また
は下方超過されないように制限される。さらに、制限さ
れた相信号経過のなかの信号スパンにおける制限により
惹起される損失は本発明により他の目標信号システムの
なかの制限された相信号システムに対応する相信号経過
のなかで補正される。

このような制限が第１２ｂ図に示されている。

理解されるように、たとえば範囲Ｂ内では相信号経過Ｕ
、。８は左側の範囲限界で破線で記入されているＵ、。

、の経過と一致する。同じ仕方で右側の範囲限界では相
信号経過Ｕ工、は点線で記入されている最小経過υｒａ
ｗに制限される。さらに相信号経過ＵＲ６ｔは範囲Ｂの
左端で補償の意味でＵ、。８の低下の大きさだけ高くさ
れる。同じ仕方で範囲Ｂの右端ではＵ＊Ｏｔの相信号経
過はＵ□ｔの上昇の大きさだけ低くされる。いま第１２
ｂ図の図示のように補正かつ制限された相信号経過Ｕ１
゜８、Ｕ、。８、Ｕ７゜重およびＵａｏｔ　、Ｕｓｕｔ
　、Ｕｔｕｘが、低いスイッチング周波数における高め
られた直線的変調範囲を達成するため、再び既にたとえ
ば第４図ないし第９図により説明された別の補正を受け
ると、第１３図中に示されている相信号経過が生ずる。

理解されるように、これらの経過は第６図の相応の経過
に比較して異なるエツジ湾曲を有する。加えて、第１３
図のすべての相信号経過は第６図の経過に比較してより
長い範囲にわたって上側または下側走査限界の値を経過
する。すなわちたとえば第６図中の破線で示されている
相信号経過［Ｊ１１、。はまさに範囲Ｂのなかで上側走
査限界の価＋１．０を経過する。それに対して第１３図
では相応の相信号経過Ｕ″、。は上側走査限界に既に範
囲Ｂの開始前に２つの時間ユニットにおいて到達してお
り、またこれらは範ＷＢの端を越えて５つの時間ユニッ
トＺＨにおいても持続する。

第１３図の相信号経過が再び第１図の変調器ＭＯ３およ
びＭＵＳに以後の処理のための入力信号として与えられ
ると、三点インバータの相ＰＲ。

ＰＳ、ＰＴに対する第１４図中に示されているスイッチ
ング状態信号５ＺＰＲ，５ＺＰＳ、５ＺＰＴが生ずる。

第９図中に示されているスイッチング状態信号との比較
により、たとえば相ＰＲに対する状態信号５ＺＰＨのな
かでは特に第１４図中の約３および７時間ユニットＺＨ
における範囲内でスイッチング状態信号の変化が生じて
いないことがわかる。このことは、補正された相信号経
過の使用の際に第１３図に相応して１つの任意の空間フ
ェーサの近似のためにより少ない頻度で許容可能な離散
的空間フェーサの間を往復して切換えられればよいとい
う特別な利点を有する。さらにこれによって、１つのこ
のような空間フェーサの近似のために直接的に“隣接す
る”離散的空間フェーサのみが変調のために寄与するこ
とが保証されている。たとえば第２図に記入されている
電圧空間フェーザ旦０．が近似されるべきであれば、第
１３図の実施例に相応して発生された相信号経過の使用
の際に、空間フェーザ先端を包囲する三角形Ｄｉの隅に
位置するスイッチング状態のみが寄与する。いまの例で
はこれはスイッチング状態１５．２１．９．１６．２２
である。これらのスイッチング状態はたとえばサイクリ
ックに２１．２２．９．１５．１６．１５．９．２２．
２１の順序で道通される０本発明による作動方法の有利
な実施例に相応して、直接的に隣接しないスイッチング
状態、たとえば状態１または１４が電圧空間フェーザ旦
９．の変調のために寄与しなければならないことは排除
されている。従って、スイッチング状態列のなかで隣接
する“三角形”たとえばＤ２またはＤ３を躾ての短時間
の“迂回”も生じない、こうして空間フェーザ近僚のた
めにそれぞれ直接的に隣接するスイッチング状態のみが
寄与するので、１つの他のスイッチング状態への移行の
際にただ１つのスイッチング変化のみが三点インバータ
の３つの相の１つのなかで行われる。

すなわちたとえばスイッチング状！１２１から２２への
移行の際には中央の“スイッチ”のみがその状態を変更
する。相応して、スイッチング状態２２からスイッチン
グ状態９への移行の際には左側の“スイッチ”のみがそ
の状態を変更する。このような望ましいスイッチング状
態列は周波数変換装置の出力端における電気的信号のな
かに、また特に負荷として作動する電気機械の内部に、
特に望ましい高調波スペクトルを、従ってまた優勢な正
弦波状の基本波成分を生じさせる。

第１０図には、三点インバータの作動のための本発明に
よる方法の第１１図ないし第１３図により示された特に
有利な実施例が１つのブロック回路図を例として示され
ている。ここでも、本発明による方法を実施するための
部分システム形成器ＴＳＢが第１０図の回路に相応して
構成されていることは有利である。これは第４図または
第７図の回路に相応する零システムマニピュレーターＮ
Ｐと、選択回路ＡＳおよびレリーズ回路ＦＳを有する第
１の変調パルス最適化器ＭＩＯＬと、第１の制限器ＢＧ
１とを含んでいる。その際に第１の変調パルス最適化器
Ｍ！０１は特に入力端における座標変換器ＫＷを介して
供給された三相の目標信号システムＵ　”　１１　ｓ　
Ｕ”　ｓ　％　Ｕ”　ｖを、第１および第２の目標信号
システムに対する第１１ａ図および第１２ａ図の図示に
相応して補正された相信号経過Ｕ、。１、υ、。１、υ
、。、およびＵ＊ｕｌｓＵｓｕ＋　、Ｕ？ＵＩが生ずる
ように補正する。そのために零システムマニピエレータ
ーＮＰの第１の部分のなかの検出器ＭＡＸおよびＭＩＸ
により先ず相信号経過の現在の最大および最小値が形成
される０選択回路ＡＳのなかで続いて、第１の補正値Ｋ
ＷＩを形成するための第１の加算点Ｓ１により現在の最
大値ＡＫＭＡおよび現在の最小値ＡＫＭ！の和が形成さ
れ、また変調信号の半スパンだけ、すなわち有利には正
規化された値ｌだけ減ぜられる。さらに比較器に１ない
しに６による現在の最大または最小値と相信号経過の瞬
時値との比較と、アンド回路ＡＩないしＡ３による比較
器に１、Ｋ４またはに２、Ｋ５またはに３、Ｋ６の出力
信号のアンド演算とにより、第１の目標信号システムの
なかにも第２の目標信号システムのなかにも現在の最大
または最小値を呈さない相信号経過が識別される。これ
らは経過Ｕ’ｌ。、Ｕ′。またはＵ′、。、Ｕ′、また
はＵ′ア。、Ｕ′？、である、従って、論理加算器ＡＩ
ないしＡ３の１つは出力端に両目積信号システムのなか
で同一のこれらの相を標識するための゛論理ｌを有する
。いま第１の補正値ＫＷ１が正になり、このことがレリ
ーズ回路のなかで比較器に７により値零との比較により
検出されると、この補正値が乗算器Ｍ１ないしＭ４によ
り、選択回路Ａｓにより検出された三点インバータ相の
第１および第２の目標信号システムのなかの相信号経過
に重畳される。

この重畳がたとえば第１２ａ図中の図示のように元の最
大または最小値の上方または下方超過に通ずると、この
過上昇は制限器ＢＧＩにより第１２ｂ図の図示に相応し
て元の極大または極小の値に制限される。そのために制
限器ＢＧＩのなかでたとえば第１の目標信号システムに
対して現在の中心線を基準にして変調パルス最適化器の
出力端における補正された相信号経過Ｕ　１ｌｏｒ　、
、　Ｕｓｕｒ　％Ｕ７゜、と現在の最大値ＡＫＭＡとの
比較が加算器Ｓ２ないしＳ４により行われる。相信号経
過の１つと現在の最大値ＡＫＭＡとの差が値Ｏを上回り
、このことが比較器に８、Ｋ９、ＫＩＯにより検出され
ると、上方超過の値が乗算器Ｍ５、Ｍ６、Ｍ７により第
１の目標信号システムの相応の経過Ｕ、。１、Ｕ、。、
またはＵ？。□から制限の意味で減算され、また相応の
相信号経過Ｕ＊ｕ＋　、Ｕｓ＋＋＋またはＵｓｕｒに予
制御の意味で加算される。非常に類似の仕方で第２の目
標信号システムの相信号経過の補正が加算器Ｓ５、Ｓ６
、Ｓ７、比較器Ｋ１１、Ｋ１２、Ｋ１３および乗算器Ｍ
８、Ｍ９、ＭＩＯにより変調パルス最適化器の出力端に
おける補正された相信号経過ｔＪ＋＋ｕ＋　、Ｕｓｕｒ
・Ｕ　ｔ＋＋＋　とそれぞれ現在の最小値ＡＫＭＩとの
比較により行われる。

最後に、制限器ＢＧＩにより第１２ｂ図の図示に相応し
て補正された相信号経過が第１０図の回路の右端に位置
する零システムマニピュレーターＮＰの第２の部分に供
給されると、既に第４図および第７図の例で示された仕
方で補正かつ制限された相信号経過００え。、Ｕ＄３゜
、Ｕｌ１７゜およびＵ＊ｍｕｓ　Ｕ”　５ｕＳＵ”ア。

が第１３図の図示に相応して生ずる。

第１５図および第１６図によりさらに本発明の課題を解
決するための別の方法を一層詳細に説明する。これは第
１５図に同じくブロック回路図の形態で示されている。

同じく、本発明による方法を実施するための部分システ
ム形成器ＴＳＢが第１５図の回路に相応して構成されて
いることは特に有利である。ここでも、部分システム形
成器に目標信号として供給された電圧空間フェーザ旦０
は先ず座標変換器ＫＷのなかで相信号経過Ｕ□、Ｕ”Ｓ
、Ｕ”？を有する三相の目標信号システムに移される。

その際に第７図の図示に相応して相信号経過の各々は二
重変調による第１および第２の目標信号システムに属す
る各１つの相信号経過を表す、従って、以後の評価のた
めに、第１５図中の第２の変調パルス最適化器ＭＩＯ２
にただ１つの三相の目標信号システムの零点のまわりを
経過する相信号経過Ｕ”　＊　、Ｕ”　ｓ　、Ｕ”　ｔ
が二重に供給されるか、たとえば２つの零点シフトされ
た目標信号システムの値＋０．５および−０，５を有す
るそのつどの中心線を基準とする相信号経過がたとえば
第３図の図示に相応して供給されるかは、どちらでもよ
い、さらに、理解を容易にするため、第１５図の図示に
相応して、変調パルス最適化器に零線上に位置する中心
線を有するただ１つの三相の目標信号システムが入力端
に二重に供給されるものとする。その際に、それに属す
る相信号経過の各々は同一の補正を受ける。そのために
そのつどの相信号経過は先ず、正規化された表現で好ま
しくは値２を有する変調信号のスパンにより評価される
。三相の加算点Ｓ８により、続いて、そのつどの相信号
経過から相信号経過からの最大および最小値が減算され
る。こうして変調パルス最適化器ＭＩ０２の出力端に生
ずる補正された相信号経過は最後に第２の零システム加
算器ＮＡ２を介しての零点シフトにより、第１の目標信
号システムの相信号経過の中心線が上側走査限界と、ま
た第２の目標信号システムの相信号経過の中心線が下側
走査限界と一致するようにシフトされる。

第１５図の実施例ではそのために変調パルス最適化器の
出力端における相信号経過の中心線が一方では三相加算
器Ｓ９による変調信号の半スパンの、すなわち値１だけ
の加算により上側走査限界の値に上げられ、または別の
三相加算器ＳＩＯによる半スパンの減算により下側走査
限界の値に下げられる。このように零システム加算器Ｎ
Ａ２のなかで零点シフトされた相信号経過を制限器ＢＧ
２により上側または下側走査限界の値に制限した後に、
部分システム形成器ＴＳＢの出力端に相信号経過Ｕ”ｌ
０１Ｕ０．。、Ｕ”？。およびＵ″□、Ｕ０□、Ｕ”　
ＴＯが生ずる。これらは第１６図中に再び変調Ａ−０，
７５を例として示されている。

第２の本発明による作動方法の図示されていない実施例
では、第１５図の回路による２つの同一の部分から構成
された変調パルス最適化器に直接的に第１および第２の
目標信号システムを中心線Ｍ　Ｌ　Ｏ−＋　０．５およ
びＭ　Ｌ　Ｕ　−−０，５を有する第３図の図示に相応
して供給することも可能である。

このような場合には、走査限界のなかで補正された相信
号経過ＵＩＩ、。、Ｕ１１、。、Ｕ″７゜およびＵ”□
、Ｕｏ。、Ｕ”　ＴＵが直接的に変調パルス最適化器の
出力端に生ずる。後段に接続されている零システム加算
器ＮＡ２のなかの追加的な零システム加算はここでは必
要でない。

変調信号による第１６図の相信号経過の走査により生ず
る三点インバータの相に対するスイッチング状態信号は
、第１３図から生じまた第１４図に示されているスイッ
チング状態信号にくらべて、任意の空間フェーサを近似
するために必要な、隣接する離散的な空間フェーサ位置
間の切換の頻度が時間的平均とじて−ｒｆｉ減ぜられる
という特別な利点を有する。このことはその原因を、冗
長な同一の離散的電圧空間フェーサを発生するスイッチ
ング状態の存在の際にもはやサイクリックなスイッチン
グ状態列におけるすべての可能なスイッチング状態が１
つの空間フェーサを近似するために寄与しないことに有
する。すなわちたとえば第２図中で空間フェーザ旦０．
を近似するために直接的に隣接するスイッチング状態２
１．１５．９．１６および２２が得られる。しかしこれ
からそれぞれスイッチング状態１５．２１または１６．
２２が１つの同一のそれぞれα座標軸上にまたはそれに
対して６０１回転された電圧空間フェーサを発生する。

上記の例で２つの冗長な同一の離散的な電圧空間フェー
サを発生するスイッチング状態のただ１つが近似スイッ
チング状態列のなかに含まれていることは、第１５図に
よる本発明による作動方法の１つの特別な利点である。

すなわちたとえば電圧空間フェーザ旦１８はいまたとえ
ば離散的な空間フェーサ位置２１．２２．９および１５
の間のサイクリックな切換により近似される。

第１７図および第１８ａ、ｂ、ｃ図により最後に本発明
による両作動方法の１つの別の有利な実施例が示される
。これは三点インバータの相による直流電圧源の正およ
び負の電位Ｕ″、およびＵ″。

の可能な一時的な異なる負荷の際に平衡をもたらす目的
を有する。すなわちたとえば第１図によれば、正の電位
端子Ｕ”ｌから三点インバータに流れる電流ｉｐが一時
的に、三点インバータから負の電位端子Ｕ−，に流れる
電流ｌｅ＋よりも大きいことが可能である。このような
場合に、第１図中に示されている方向を有する中間回路
電流１８が三点インバータから中央電位端子ＭＰに流れ
、その際に電流１２およびＩＮの和は電流ｌ、に等しい
、直流電圧源Ｕ、のこのように非対称な負荷の結果とし
て第１図に示されている実施例では中間回路コンデンサ
Ｃ１またはＣ２の放電または充電が生ずるので、コンデ
ンサＣ１における電圧ＵＣ＋はコンデンサＣ２における
電圧Ｕｃ１よりも小さくなる。このことは端子ＭＰにお
ける電位の望ましくないシフトに通ずる。このような不
均等な負荷を平衡させるため、本発明によれば、三点イ
ンバータは好ましくは平滑化された中間回路電流の極性
および大きさに関係して一時的に、上記の例の場合に三
点インバータの相の下半部が一時的により多く周波数変
換装置出力信号の形成のために寄与するように制御され
る。そのために、中央電位端子と三点インバータとの間
の中間回路電流の極性および大きさに関係し、好ましく
は正規化された表現で特に−１と＋１との間の１つの値
を有する第２の補正値が形成される０本発明によれば、
第１の目標信号システムの相信号経過がいま第２の補正
値と、好ましくは正規化された表現で特に同じく値１を
有する変調信号の半スパンとの和により評価される。さ
らに第２の目標信号システムの相信号経過が変調信号の
半スパンと第２の補正値との差により評価される。最後
に、このように増幅的に適合された相信号経過が第２の
補正値の減算により零点シフトされる。このことをさら
に上記の例により第１８ａ、ｂ、ｃ図により一層詳細に
説明する。

そのために、これまでのように、三点インバータの正電
位Ｕ”Ｂが負電位Ｕ−０よりも一時的により多く負荷さ
れるものとする。好ましくは平滑化された中間回路電流
は第１図中に記入されている方向および正規化された値
１　ｚＭ−＋　０．５を有する。第１８ａ図の上側部分
に示されている第１または第２の目標信号システムの相
Ｒの相信号経過Ｕ′、。、Ｕ′。はこの場合、本発明に
よれば、定数１　＋　０．５−１．５または１−０．５
−０．５により評価される。こうして生ずる相信号経過
Ｕ”え。、Ｕ＃■は第１８ｂ図に示されている。これら
の相信号経過が最後のステップで最後に第２の補正値０
．５の大きさだけ下方にシフトされると、第１８０ＴＩ
！Ｊの上側部分に示されている相信号経過Ｕ”ｌ０１Ｕ
０Ｉが生ずる。第１または第２の目標信号システムに属
する相信号経過の振幅の拡大または縮小と、それに続く
下側走査限界の方向の第２の補正値の大きさおよび極性
に相応する相信号経過のシフトとは、考察している例で
、直流電圧源の元々はより強く負荷された正電位Ｕ”ｌ
の負荷軽減をもたらす、このことは、第１８ａ図および
第１８ｃ図の下側部分に示されている三点インバータの
相ＰＲに対するスイッチング状態信号５ＺＰＨの比較か
ら理解される。第１８ａ図の下側部分では正および負の
スイッチングパルスの面積はほぼ等しい、すなわち正お
よび負の電位Ｕ０．およびＵ−、は平均的にほぼ均等に
相ＰＲの出力端に通過接続されるが、第１８ｃ図中の正
のスイッチングパルスの和は負のスイッチングパルスの
和よりも著しく小さい、第１８ａ図および第１８ｃ図の
比較から、確かに一致する時間的平均線を有する同数の
正および負のパルスが生ずることがわかる。それに対し
て、第１８ｃ図中の正または負のパルスは第１８ａ図中
の相応のパルスよりも小さい、または大きい面積を有す
る。それにより、本発明によれば、正の電位Ｕ″″、の
先行のより強い負荷を平衡させるため、直流電圧源の負
の端子Ｕ−１の一時的なより強い負荷が生ずる。

第１７ｒｌ！Ｊには三点インバータの本発明による作動
方法のこの別の実施例が再びブロック回路図の形態で“
負荷分配器”ＢＹとして示されている。

ここでも再び、本方法の実施のために構成された１つの
部分システム形成器ＴＳＢが本発明による負荷分配器Ｂ
Ｙの第１７図に示されている回路を補われていることは
有利である。こうして負荷分配器ＢＶを部分システム形
成器ＴＳＢの第４図、第７図または第１０図中に示され
ている実施例の後に接続することが容易に可能である。

この部分システム形成器の出力信号は次いで負荷分配器
に入力信号ＵＩ、。、Ｕ′、。、Ｕ’ｔ。およびＵ′。

、Ｕ’ｓｕ、Ｕ′？。として供給され、他方において負
荷分配器の出力信号Ｕ＊、。、Ｕ″、。、ＵＩＩ、。お
よびＵ１□、Ｕ０□、Ｕ”ｔａは第１図の変調器ＭＯ３
およびＭＵＳに点弧制御装置内の以後の処理のために入
力信号として供給される。

第１７図によれば、第２の補正値ＫＷ２は、好ましくは
平滑回路ＨＧを介して平滑化された好ましくは正規化さ
れかつ時間的に平均された中間回路電流ｉｔの測定値ｌ
□に相当する。加算点Ｓ１１により第２の補正値と変調
信号の好ましくは正規化された半スパンとの和が形成さ
れ、それにより第１の目標信号システムの相信号経過が
続いて乗算器Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３を介して評価され
る。相応して、別の加算点Ｓ１２を介して変調信号の半
スパンと第２の補正値との差が形成され、また乗算器Ｍ
１４、Ｍ１３、Ｍ１３により第２の目標信号システムの
相信号経過の評価のために使用される０乗算器Ｍ１１な
いしＭ１４の出力端にはこうして第１８ｂ図中に例とし
て示されている相信号経過Ｕ′え。またはＵ＃。が生ず
る。このように補正された相信号経過は最後に負荷分配
器ＢＶの出力信号を形成するために第３の零システム加
算器ＮＡ３のなかで第２の補正値ＫＷ２だけ減ぜられる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は三点インバータに対する二重変調の原理により
構成された制御装置のブロック回路図、第２図は三点イ
ンバータにより発生可能なα、β座標系内の電圧空間フ
ェーザの離散的な位置を示す図、第３図はＡ−０，５３
の変調での二重変調による三点インバータの作動のため
の正規化された三角形状の変調信号と第１および第２の
目標信号システムに対する相信号との経過を例示する図
、第４図は本発明による三点インバータに対する第１の
作動方法をブロック回路図で示す図、第５図は二重変１
１およびＡ−０，５３の変調での第１および第２の目標
信号システムの相信号経過を例示する図、第６図はイン
バータ出力端に高調波の点で望ましい電気的量を発生す
るための本発明により第５図の相信号経過から生ずる最
適化された相信号経過を示す図、第７図は本発明による
三点インバータに対する第１の作動方法の１つの別の有
利な実施例をブロック回路図で示す図、第８図は第６図
に相応する第１の目標信号システムの相信号経過の１つ
のセクションの形成を例示する図、第９図は１つの正規
化された三角形状の変調信号による第６図の本発明によ
る相信号経過の変調により生ずる三点インバータの弁に
対するスイッチング状態信号を示す図、第１Ｏ図は本発
明による三点インバータに対する第１の作動方法の別の
有利な実施例を゛ブロック回路図で示す図、第１１ａ図
および第１１ｂ図はＡ−０，５３の変調での第１０図に
よる本発明の実施例により形成される相信号経過を示す
図、第１２ａ図、第１２ｂ図および第１３図はＡ−０，
７５の変調での第１０図による本発明の実施例により形
成される相信号経過を示す図、第１４図は１つの正規化
された三角形状の変調信号による第１３図の本発明によ
る相信号経過の変調により生ずる三点インバータの弁に
対するスイッチング状態信号を示す図、第１５図は本発
明による三点インバータに対する第２の作動方法をブロ
ック回路図で示す図、第１６１！ｌはインバータ出力端
に高調波の点で望ましい電気的量を発生するための第２
の作動方法により第１５図に相応して生ずる最適化され
た相信号経過を示す図、第１７図は本発明による第１、
第２の作動方法の有利な補足をブロック回路図で示す図
、第１８ａ図、第１８ｂ図および第１８ｃ図は第１７図
による本発明による作動方法の有利な補足による第１お
よび第２の目標信号システムの各１つの相信号経過のセ
クションの形成を例示する図である。 Ａ１−Ａ３・・・加算器 ＡＳ・・・選択回路 ＢＧｌ、ＢＯ２・・・制限器 ＢＹ・・・負荷分配器 Ｄ　Ｗ　Ｒ−・・三点インバータ ＦＳ・・・レリーズ回路 ＨＧ・・・平滑化回路 Ｈ２Ｃ・・・変調信号発生器 ＫＷ・・・座標変換器 ＭＩＮＭ６・・・乗算器 ＭＩＯＩ、ＭＩ０２・・・変調パルス最適化器ＭＯ３／
ＭＵＳ・・・変調器 ＭＰ・・・三相負荷（非同期機） ＮＡＩ〜ＮＡ３・・・零システム加算器ＮＰ・・・零シ
ステムマニピュレータ Ｓｖ・・・目標値設定ユニット ＴＳＢ・・・部分システム形成器 ＺＩＢ・・・点弧パルス形成器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）三点インバータの作動方法であって、インバータの
   相のなかの弁に対する点弧パルスを形成するため好まし
   くは三角波状の変調信号（ＭＳ）がそれぞれ特に正弦波
   状の相信号経過から成る２つの同相の目標信号システム
   を走査し、第１の目標信号システムの相信号経過に対す
   る中心線（ＭＬＯ）が第２の目標信号システムの相信号
   経過に対する中心線（ＭＬＵ）に等しくまたはそれより
   も大きく、また変調信号のスパン（２）がそれぞれ好ま
   しくは正規化された上側または下側走査限界（＋１、−
   １）を定める作動方法において、相信号経過の現在の最
   大値と上側限界（＋１）との間の第１の間隔値（ＡＷ１
   ）と、相信号経過の現在の最小値と下側走査限界走査（
   −１）との間の第２の間隔値（ＡＷ２）とが形成され、
   上側走査限界の上方超過の継続中は第１の目標信号シス
   テムの相信号経過が第１の間隔値（ＡＷ１）だけ低くさ
   れ（Ｕ＾＊＿Ｒ＿Ｏ、Ｕ＾＊＿Ｓ＿Ｏ、Ｕ＾＊＿Ｔ＿Ｏ
   ）、また下側走査限界の下方超過の継続中は第２の目標
   信号システムの相信号経過が第２の間隔値（ＡＷ２）だ
   け高くされる（Ｕ＾＊＿Ｒ＿Ｏ、Ｕ＾＊＿Ｓ＿Ｏ、Ｕ＾
   ＊＿Ｔ＿Ｏ）ことを特徴とする三点インバータの作動方
   法。 ２）上側走査限界（＋１）の上方超過の際には第１の目
   標信号システムの相信号経過が第１の間隔値（ＡＷ１）
   だけ高くされ、また下側走査限界（−１）の下方超過の
   際には第２の目標信号システムの相信号経過が第２の間
   隔値（ＡＷ２）だけ低くされることを特徴とする請求項
   １記載の方法。 ３）相信号経過のそのつどの中心線（ＭＬＯ、ＭＬＵ）
   を基準とする現在の最大値（ＡＫＭＡ）の大きさおよび
   現在の最小値（ＡＫＭＩ）の大きさの和が変調信号（Ｍ
   Ｓ）の半スパン（１）よりも大きいときに、和および半
   スパンの差が第１の補正値（ＫＷ１）として第１または
   第２の目標信号システムのなかのそのつどの目標信号シ
   ステムのなかの、現在の最大値も最小値も形成しない（
   ＭＩＯ１）相信号経過（Ｕ′＿Ｒ＿Ｏ、Ｕ′＿Ｒ＿Ｕ）
   に加算され（Ｕ′＿Ｒ＿Ｏ）、またはそれから減算され
   る（Ｕ′＿Ｒ＿Ｕ）ことを特徴とする請求項１または２
   記載の方法。 ４）第１の補正値を与えられた相信号経過（Ｕ＿Ｒ＿Ｕ
   ＿１またはＵ＿Ｒ＿Ｕ＿１）による相信号経過からの現
   在の最大または最小値（Ｕ＿Ｓ＿Ｏ＿１またはＵ＿Ｔ＿
   Ｕ＿１）の上方または下方超過の継続中は、上方または
   下方超過の大きさを制限するため、第１の目標信号シス
   テム（Ｕ＿Ｒ＿Ｏ＿１）のなかの相応の相信号経過から
   減算され（Ｕ＿Ｒ＿Ｏ＿２）、また第２の目標信号シス
   テムのなかの対応する相信号経過に加算される（Ｕ＿Ｒ
   ＿Ｕ＿１）ことを特徴とする請求項３記載の方法。 ５）三点インバータの作動方法であって、インバータの
   相のなかの弁に対する点弧パルスを形成するため好まし
   くは三角波状の変調信号（ＭＳ）がそれぞれ特に正弦波
   状の相信号経過から成る２つの同相の目標信号システム
   を走査し、第１の目標信号システムの相信号経過に対す
   る中心線（ＭＬＯ）が第２の目標信号システムの相信号
   経過に対する中心線（ＭＬＵ）に等しくまたはそれより
   も大きく、また変調信号のスパン（２）がそれぞれ好ま
   しくは正規化された上側または下側走査限界（＋１、−
   １）を定める作動方法において、変調信号（ＭＳ）のス
   パン（２）により評価された第１および第２の目標信号
   システムの相信号経過（Ｕ＾＊＿Ｒ、Ｕ＾＊＿Ｓ、Ｕ＾
   ＊＿Ｔ）からそれぞれ相信号経過からのそのつどの中心
   線を基準とする現在の最大または最小値が減算され（Ｍ
   ＩＯ２）、また零点シフト（ＮＰ２）により目標信号シ
   ステムが、場合によっては、第１および第２の目標信号
   システムの相信号経過の中心線（ＭＬＯ、ＭＬＵ）が上
   側または下側走査限界（＋１または−１）と合致するよ
   うに変更されることを特徴とする三点インバータの作動
   方法。 ６）相信号経過が上側または下側走査限界（＋１または
   −１）の値に制限されることを特徴とする請求項５記載
   の方法。 ７）中間電位端子（ＭＰ）を有する直流電圧源（Ｕ＿Ｄ
   ）から給電される三点インバータにおいて、電圧源の正
   電位（Ｕ＾＋＿Ｄ）および負電位（Ｕ＾−＿Ｄ）の異な
   った負荷を平衡させるために、中間電位端子（ＭＰ）を
   流れる好ましくは平滑化された中間回路電流（ｉ＿Ｚ＿
   Ｍ）の極性および大きさに関係する第２の補正値（ＫＷ
   ２）が形成され、第１の目標信号システム（Ｕ′＿Ｒ＿
   Ｏ、Ｕ′＿Ｓ＿Ｏ、Ｕ′＿Ｔ＿Ｏ）の相信号経過の実際
   値が変調信号（ＭＳ）の好ましくは正規化された半スパ
   ン（１）および第２の補正値の和により評価され（Ｍ１
   １、Ｍ１２、Ｍ１３）、第２の目標信号システム（Ｕ′
   ＿Ｒ＿Ｕ、Ｕ′＿Ｓ＿Ｕ、Ｕ′＿Ｔ＿Ｕ）の相信号経過
   の実際値が変調信号（ＭＳ）の好ましくは正規化された
   半スパン（１）および第２の補正値の差により評価され
   （Ｍ１４、Ｍ１５、Ｍ１６）、またこうして評価された
   相信号経過から第２の補正値が減算される（ＮＡ３）こ
   とを特徴とする請求項１ないし６の１つに記載の方法。