JPH02104341A

JPH02104341A - 超音波診断システム

Info

Publication number: JPH02104341A
Application number: JP1076414A
Authority: JP
Inventors: Robert H O'toole; ロバート・エイチ・オーツール
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1988-03-28
Filing date: 1989-03-28
Publication date: 1990-04-17
Also published as: EP0336057A1; US4896672A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は超音波診断システムに関し、特に、トランスデ
ユーサ（ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ　）を機械的にある角度
で走査して、セクタ画像プロフィルのデータを供給する
心臓診断システム（ｃａｒｄｉａｃ　ｉｍａｇｉｎｇｓ
ｙｓｔｅｍｓ　　）に関する。

〔従来技術とその問題点〕

多くの心臓超音波診断システムにおいて、トランスデユ
ーサは、３０度から９０度の角度にわたってセクタを覆
うように前後に機械的に走査または回転する単一素子結
晶またはグローブである。

走査の間に音響信号を送信し、これらの音響信号からの
エコーを受信し℃セクタ内の組織の密度を表わすデータ
を得る。このような超音波グローブは通常、グローブ位
置を表わす信号を所望のグローブ位置を表わすコマンド
信号と比較してグローブを移動させるモータを駆動する
閉ループ系によって駆動される。通常、短いパルス・バ
ーストを各音響ライン毎に送信する。プローブがセクタ
を走査するとき、多数の音響ラインが処理され患者のセ
クタ状画像を形成する。各パルス・バーストのタイミン
グはプローブの角度位置（ａｎｇｕｌａｒｐｏｓｉｔｉ
ｏｎ）の関数であり、プローブがセクタを繰返し走査す
る各音響ラインに対し、正確に同じ角度位置でプローブ
を点弧（ｆｉｒｅ）するのが望ましい。セクタ画像は、
プローブ移動の各サイクルに２回更新される。すなわち
、プローブが前方に走査し、次に最初の位置に戻る各方
向毎に１度吏新される。

このような従来のシステムの問題の一つに最終画像に生
ずるフレーム・ジッタ（ｆｒａｍｅ　ｊｉｔｔｅｒ　）
である。これは、プローブがセクタを前後に移動すると
きの逆方向の走査量の検出エコーの小さな差によって生
じる。ジッタは、グローブ走査周波数に等しい周波数の
画像の横向き振動（ｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇｓｉｄｅｗ
ａｙｓ　ｍｏｖｅｍｅｎｔ　）として現われる。ジッタ
の量を減少させることによって、検出、識別される観測
対象物の解像度が改善される。

２つの異なった要因（ファクタ）がこのジッタに寄与す
る。この第１の要因は、プローブの位置を検出し、結像
の音響パルスをトリガするために用いる電子回路構成の
固有の遅延から生じる。これらの遅延は比較的一定であ
るけれども、プローブが各サイクルの間に方向を反転さ
せるとき１画像変位が正負方向に交替する。

ジッタの第２の要因は深さに依存する成分（ｄｅｐｔｈ
−ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）　　であ
る０この効果は、プローブが帰還エコーを送受信する時
点間で絶えず移動しているプローブから生じる。パルス
の送信に続いて、グローブは走査を続け、帰還エコーが
受信されるとき位置が幾分ずれる。これはプローブ移動
の方向における走査ラインの中心をシフトさせ、プロー
ブ回転が各走査の間に方向を変えるとき最終画像にジッ
ｋが生じる。このジッタの量は、プローブ速度、グロー
ブ・ビームのパターン、および送信パルスの反射からの
深さの関数である。

〔発明の目的〕

本願発明の目的は、上述の問題点を解消し、良好な解像
度でセクタ画像を備える超音波診断装置を提供すること
にある。

〔発明の概要〕

本発明の一実施例では、走査される領域を覆う複数の音
響経路に泊って一連の音響信号の送受信を行い、走査さ
れた領域の密度を表す画像データを提供する超音波診断
システムに用いられ、トリガ信号に応答し、トランスデ
ユーサに音響信号を送信させる信号を印加するトランス
デユーサ駆動手段と、トランスデユーサを周期的に移動
させるユーザの位置を示す位置信号を供給する手段と、
第１、第２信号に応答し、第１、第２信号が等しい時、
トランスデー−サ駆動手段にトリガ信号を供給するトリ
ガ手段と、第２信号は次の音響装置が送信される際のト
ランスデユーサの位置を示し位置信号に応答し、第１信
号を発生する補正手段より構成する。

上記の補正手段は位置信号に応答し、位置信号と比例す
るスケールされた位置信号を供給する手段と位置信号に
応答し、位置信号の変化速度を表わす補正信号を発生す
る手段とスケールされた位置信号と補正信号を加算し、
第１信号として供給する手段を含む。

本願発明により比較的複雑でない回路構成で上述のフレ
ーム・ジッタのほとんどを効果的に除去することができ
る。本発明は、プローブ速度に比例する訂正（ｃｏｒｒ
ｅｃｔｉｏｎ　）信号を発生することによってハードウ
ェアの累積遅延を補正する。この信号は次に検出された
プローブ位置を表わす信号と加算され、個々のパルスの
トリガする際に用いられるとき、トリガ回路内の遅延か
ら生じるジッタを補正する合成信号が提供される。本回
路は、グローブ移動を駆動するのに用いられる振幅、周
波数、波形に関係なくこのような遅延から生じるジッタ
の補正をすることができる。この方法は、トリガ（ロ）
路におけるハードウェア遅延によって生じるフレーム・
ジッタな完全に除去することができる。また、深さ依存
の成分から生じるジッタは、結ｆ象深さの関数として補
正信号を正しく測定することによって大きく減少できる
。

本発明は、プローブが機械的に走査される超音波診断シ
ステムの画質を大きく改善する。機械的走査グローブは
、位相化アレイ（ｐｈａｓｅｄ−ａｒｒａｙ　）トラン
スデユーサ・システムに反して、比較的低コストのシス
テムにおいてよりひんばんに用いられることより、本発
明を実現するのに必安な回路構成が簡単であることは極
めて有益である。

〔発明の実施例〕

第１図に、本願発明に用いられる。トランスデユーサを
セクタにわたって前後に機械的に走査するｉｆ波診断シ
ステムにおけるトランスデユーサの配置および励起（ｅ
ｘｃｉｔａｔｉｏｎ　）を制御する典型的な装置を示す
。トランスデユーサ１０が１つの軸のまわりで回転し、
これによって送信された超音波パルスは通常９０°まで
カバーできるセクタにわたって送出される。トランスデ
ユーサ１０の位置は、回転軸のまわりにトランスデユー
サ１０を前後移動させるサーボ・モータ１２によって決
定される。位置表示を行う位置センサ１４はまたトラン
スデユーサ１０と接続し、トランスデユーサの瞬時位置
を表わす電気信号を供給する。本実施例において１位置
センサ１４はトランスデユーサと接続する可変インダク
タを備える。トランスデユーサ、モータおよび位置セン
サのアセンブリがプローブを構成する。

グローブ位置コマンド信号が差動回路の入力に印加され
る。特定の用途に応じて、異なった波形をグローブ位（
ｉ１コマンドに用い、トランスデユーサ１０に対して異
なった走査波形を与えることが可能である。これらの波
形には正弦波、鋸波その他の波形が含まれる。

位置センサ１４の出力は、それを適当に処理、スケール
（ｓｃａｌｅ）ｔ、、　　）ランスデエーサ位置の線形
表示となる電圧を供給する信号処理回路１８に印加され
る。信号処理回路１８の出力は位置センサ１４によりて
検出される実際のプローブまたはトランスデユーサの位
置を表わし、差動回路１６０反転入力（ｎｅｇａｔｉｖ
ｅ　１ｎｐｕｔ　）に印加される。差動回路１６の出力
は、プローブ位置コマンドと実際のグローブ位置間の差
すなわち誤差を表わす。

この誤差信号はフィルタ回路２０および増幅器２２を介
してサーボ・モータ１２からトランスデユーサ１０へ印
加される。フィルタ回路２０は、トランスデユーサ１０
の位置づけを行うフィードバック・ループの安定性を保
征する周波数補償フィルタである。このフィルタ回路２
０の特定パラメータは個々の用途に依存する。このよう
なフィルタ回路は周知のもので、当業者によりて容易に
実現することができる。信号処理回路１８からのプロー
ブ位置信号は、任意の加算回路２６を介して、以下に詳
細に説明するトリガ回路２４にも印加される。トリガ回
路２４は瞬時のプローブ位置を表！Ａ１わすプローブ位置信号と次のパルスｌ−ＩＪ　＃　）ラ
ンスデエーサ１０から所望の角度を表わす電圧Ｖｔを比
較する。トリガ回路２４の出力は送信駆動回路３０に印
加される。送信駆動回路３０はトリガ信号に応答し、ト
ランスデユーサ１０に所望の周波数でパルスを発生させ
る。Ｖｔ信号は走査の間に連続して吏新される。よって
、トランスデユーサ１０から所望のパルスにおいて各走
査の間の個別の位置を表わす。本実施例では、トランス
デユーサ１０は２．５　ＭＨｚ〜１０ＭＨｚの周波数で
駆動され、各送信パルスのパルス幅はほぼ送信周波数の
２サイクルとなる。トランスデユーサ１０が走査される
角度は通常３０’〜９０°で、通常の走査はトランスデ
ユーサ１０からの約１２０ハルスを含み、各パルスはト
ランスデユーサから導出される最終の画像内の一ライン
を発生するトランスデユーサ１０は１０Ｈｚ〜２２．　
ｓ　Ｈｚの速度で走査される。

トランスデユーサ１０からの音響パルスはその経路内の
組織または物体の密度の変化によって反射される。これ
らの反射はそれらに応答して電圧を発生するトランスデ
ユーサ１０に受信される。

この電圧は、受信パルスを復調し、検出物体を表゛わす
信号を走査変換回路３４に印加する受信回路３２に印加
される。走査変換回路３４は受信エコー信号を処理し、
走査領域の画像を与えるのに用いられる受信エコー信号
を表わすデータを供給する。

第１図における従来の問題はフィルタ回路２０およびト
リガ回路２４を実現するのに用いられる電子回路の遅延
による結果より生ずる。トリガ回路２４は本質的にプロ
ーブ位置信号とＶｔ信号の間の比較機能を実行する。理
想的には、トリガ回路２４は、次の走査ラインのための
Ｖｔ信号で表わされるプローブ位置にプローブ位置が等
しくなる瞬間に出力パルスを発生する。実際には、フィ
ルタ回路１８およびトリガ回路２４を通る位置センサ１
４からの信号路には必然的な遅延が存在する。これらの
遅延のため、トランスデユーサ１０の実際の位置とグロ
ーブ位置信号８によりて表わされる表示されたプローブ
位置の間に誤差が存在する。この誤差がトランスデユー
サ１０によって受信されたエコーよシ形成した画像にジ
ッタを生じさせる。

第２Ａ図および第２Ｂ図において、ライン３６はトラン
スデユーサ１０からのパルスにおける所望の経路を表わ
し、破線３８はパルスが追従する実際の経路を表わす。

実際の経路は上述の遅延のために所望の経路から少し分
かれる（ｏｆｆｓｅｚ）。第２Ａ図では、トランスデユ
ーサ１０は時計方向に回転し、実際の経路は所望の経路
から上方ヘシフトしている。第２Ｂ図では、トランスデ
ユーサ１０は反時計方向に回転しており、実際の経路は
所望の経路から下方ヘシフトしている。こうして、トラ
ンスデー−サ１０が前後に走査するとき、トリガ回路２
４．送信駆動回路３０による遅延のために各走査ライン
に対応するエコーの実際の経路が交互に反対方向に分か
れることＫなる。これによつて最終画像に横断するジッ
タ（ｓｉｄｅ−ｔｏ−ｓｉｄｅ　ｊｉｔｔｅｒが生じる
。角度オフセットとその結果生ずるジッタはトランスデ
ユーサ１００角速体を通じた遅延に比例する。

従来では、信号発生器４０からの矩形波信号とプローブ
位置信号を加算する加算回路２６によってこの遅延を完
全ではないが補正していた。遅延の量はトランスデユー
サ速度に比例するから、トランスデユーサの回転角が時
間に比例するかぎシ一定の値となる。信号発生器４０は
周波数がトランスデユーサ１０の走査周波数に等しくか
つそれに同期した矩形波出力を供給する。信号発生器４
０を適当にスケーリング（ｓｃａｌｉｎｇ）　　するこ
とによって、トリガ回路２４は遅延に相当する量だけ速
く付勢される。

第１図に示された補償機構ではトランスデユーサの角速
度が一定であることが必要である。これにはいくつかの
欠点がある。第１Ｋ，プローブ位置コマンドのための可
能な波形は走査されたセクタにわたって線形セグメント
を有するものに限定）　される。トランスデユーサ１０
は一定の質量を有するから、その角運動量は瞬間には逆
転できない。

第４図には、トランスデユーサ１０の角度位置ψを上述
の矩形波補正機構を用いた典型的なシステムについて示
す。破線のセグメント４４によフて示されるように、ト
ランスデユーサ１０が位置を逆転させるためには一定の
時間が必要であシ、この期間中は信号発生器４４からの
矩形波信号はトリガ回路による遅延を正しく補正しない
ことＫなる。従って、画像のエツジ部が劣化するか、あ
るいは有効な画像がトランスデユーサ１０の全体の走査
角度より小さい走査角度に制限されることとなる。よシ
重要なことは、従来では非線形のプローブ位置コマンド
信号または命令された線形軌跡からのプローブ軌跡のず
れに対して適切な補正を供給しな（・。

画像内にジッタを生じさせる付加的な現象は、次に説明
するようにパルスの送受信の時間の間にグローブおよび
トランスデユーサが絶えず移動しているという事実から
生じる深さ依存の成分（ｄｅｐｔｈ　ｄｅｐｅｎｄｅｎ
ｔ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ　）である。

超音波トランスデユーサは通常、トランスデユーサの中
心線の両側の小さな角度にわたって高感度を有する。第
８図において、実線で示される曲線９６はこの角度の関
数としてのトランスデユーサの感度を示す。第３Ａ図に
は、トランスデユーサ１０が小さな角度を檀う音響波１
００を送信することを示す。実施の際には、トランスデ
ユーサの感度は各エツジで連続的に減少するが（ｆａｌ
ｌ　ｏｆｆ）。

説明の便宜上、トランスデユーサは弧１００にわたって
固定した感度を備え、この弧外の角度では感度を有しな
いものと仮定する。

第３Ｂ図は、トランスデユーサ１０が時計方向に走査す
る際に生じる状態を表わす。トランスデユーサ１０は、
第３Ｂ図の実線１０２ａ％１０２ｂ間の経路に沿りて伝
播する励起周波数（ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ　）で短いパルスを送信する。信号は物体１０５
によって示されるように組織密度の変化によって反射さ
れ、トランスデユーサ１ｏに戻る。

しかし、エコーがトランスデユーサ１ｏに到達する迄に
、トランスデユーサ１０が回転し、その受信した角度は
破線１０４ａ、１０４ｂ　　間の領域に表わされる角度
に変化する。トランスデユーサ１０の全体の感度はその
送受信感度の積である。従って、第３Ｂ図に示された近
似において、ここでは表示された２つの角度外では感度
はゼロのトランスデユーサＩＯが備えていることを仮定
されておシ、トランスデユーサ１０は破線１０４ａと実
線１０２ｂの間の領域１０６内の物体を検出するのみで
ある。

こうして、感度の領域は、トランスデユーサ１０が音響
信号を送信するときのトランスデユーサ１゜の中心線か
ら時計方向に変位する。実際には、トランスデユーサの
全体の感度（ｔｏｔａｌ　５ｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ）（
これは送信、受信感度の積である）が第８図の破線で示
された曲線９８で表わされるように、　　トランスデユ
ーサ１０の中心線よりトランスデユーサ１０の移動方向
に変位する結果となる。

第３Ｃ図はトランスデユーサ１０が反時計方向に移動し
ているときの状態を示す。実線１０８ａ。

１０８ｂはトランスデユーサ１ｏが送信する際のトラン
スデユーサの最大感度領域を表わす。　［１１１０ａ、
　１１Ｕｂはトランスデユーサが物体１０５等から反射
されたパルスを受信するときのトランスデユーサの最大
感度領域を示す。１０８ａ、１１０ｂ間の領域１１２は
結合された送受信関数に対する最大感度領域を示す。第
３Ｃ図で明らかなように、領域１１２は送信位相（ｔｒ
ａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ　ｐｈａｓｅ　）の間に最大感度
領域の中心から反時計方向にシフトする。

こうして５回転トランスデユーサの最大感度領域は回転
方向にいくぶんシフトすることになる。

そのため、走査方向の変化ごとに最終画像に横断的ジッ
タ（ｓｉｄｅ−ｔｏ−ｓｉｄｅ　ｊｉｔｔｅｒ　）が生
じる。

ジッタの大きさは、信号が反射される深さ（ｄｅｐｔｈ
）の関数である。何故なら、パルスを送信し物体１０５
からパルスを受信する間にトランスデユーサ１゜が移動
する角度は、物体１０５とトランスデユーサ１００間の
距離に比例し、従つて結像深さ（ｉｍａｇｉｎｇｄｅｐ
ｔｈ）に比例するからである。

第５図に、電子回路の応答時間および深さに依存する遅
延（ｄｅｐｔｈ−ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ　ｄｅｌａｙ　）
によって生じた遅延を補償するための回路を示す。第５
図において、プローブ位置信号８がバッファ増幅器６０
を介してフィルタ回路６２に印加される。フィルタ回路
６２は、フィルタ回路６２０入力と演算増幅器６４０反
転入力の間に直列に接続された容量Ｃ１と抵抗Ｒ１を有
する。演算増幅器６４の非反転入力は接地される。演算
増幅器６４の出力信号は並列接続の抵抗Ｒ２と容量Ｃ２
を介して反転入力にフィーバツクされる。

フィルタ回路６２の出力は乗算型ディジタル・アナログ
変換器（ＭＤＡＣ）６６の基準入力に印加される。第５
図に「Ｘ」で示されたディジタル値がＭＤＡＣ６６のデ
ィジタル入力に印加される。

よって、ＭＤＡＣ６６はディジタル的に制御された可変
利得増幅器を提供することになる。ＭＤＡＣ６６からの
出力はスケーリング増幅器（ｓｃａｌｉｎｇａｍｐｌｉ
ｆｉｅｒ　）６８を介して加算回路７２の一人力に印加
される。本実施例において、ＭＤＡＣ６６は８ビツトの
変換器で、その人力に印加されるディジタル値は約８０
〜２００でその結果約０．３〜０．８の利得が生じる。

Ｘの値は次のようにして決定される。

バッファ増幅器６ｏからのプローブ位置信号は第２のス
ケーリング増幅器７０を介して加算回路７２の第２人力
に直接印加される。加算回路７２の出力がトリガ回路２
４に印加され走査ラインが開始する。この信号は、フィ
ルタ回路６２で決定された補償値が加算された増幅器７
０の利得とＭＤＡＣ６６とスケーリング増幅器６８の利
得によシスケールされるプローブ位置信号８からなる。

この値は以下に詳述するように、電気的な遅延や深さ依
存の遅延要因による影響を補償する。

フィルタ回路６２の伝達関数（ｔｒａｎｓｆｅｒ　ｆｕ
ｎｃｔｉｏｎ）は（１）式で表わされる。

（１）式より、フィルタ回路６２は、ゼロ周波数におい
てゼロである結果、低周波数では位相を進め、時定数Ｒ
ＩＣ１およびＲ２Ｃ２によりて決定される周波数の二極
（ｔｗｏ　ｐｏｌｅｓ　）を含むことがわかる。

第６図において、フィルタ回路６２０周波数応答は８０
で示された破線曲線で表示される。第２の極によシ高い
周波数においてロールオフ（ｒｏｌｌｏｆｆ）が生じる
周波数ｆ３に至るまで第１の極がそれ（周波数応答）を
平坦にする周波数ｆｚＫまで増加する。本実施例では、
ｆ２極はＲ，とＣ！　によって決定され、２ＫＨ２に等
しい。ｆ３極はＲ２，Ｃ２によりて決定され、５．６　
ＫＨｚ　Ｉｃ等しい。

第５図に示した回路の動作は第７図を参照すると更に明
確になる。第７図において、プローブ位置信号８はフィ
ルタ回路６２に印加される。直列接続の回路網Ｃ，Ｒ１
は実効的に微分回路として動作し、第７図中、ブロック
５０で示されている。

フィルタ回路６２の二極ロールオフ（ｔｗｏ−ｐｏｌｅ
ｒｏｌｌ　ｏｆｆ）　　は論域フィルタ５６で示される
。フィルタ回路６２の出力は、ＭＤＡＣ６６およびスケ
ーリング増幅器６８を介して利得を表わす可変利得増幅
器５２に印加される。この回路の出力は、スケ−リンダ
増幅器７０からのスケールされたプローブ位置信号と加
算回路５４によって加算される。

微分回路５０はプローブの導関数、すなわち走査周波数
と比例し１位相を進める。従って、グローブ速度が増加
すると、遅延補償はそれに比例して増加する。これは、
電気回路の遅延から生じる固定の遅延を補償する所望の
応答である。プローブ走査周波数が増加すると、この固
定遅延によってＷｒ望トリガ時刻と非補償トリガ信号の
間の大きな角度遅れが生じる。二極フィルタ回路である
低域フィルタ５６は高周波数の雑音なろ波し、また微分
回路５０の高周波数応答を制限する。

第６図では、ＭＤＡＣ６６からの一定値の利得に対する
第５図および第７図の回路全体の周波数応答を実線８２
で示す。低周波数において、スケーリング増幅器７０を
介して加算回路７２に印加されるろ波されていないプロ
ーブ位置信号のために周波数応答は一定となる。周波数
ｆ！では、フィルタ回路６２からの信号の増加する振幅
は微分回路５０のために、スケーリング増幅器７０から
の信号の値を越え、周波数応答が上昇する。低域フィル
タ５６の第１極ｆ２では、周波数応答は平坦になる（ｌ
ｅｖｅｌ　ｏｆｆ）。第２極ｆ３以上の周波数はロール
オフされ、高周波数雑音を除去する。

第７図の可変利得増幅器５２によって表わされた第５図
のＭＤＡＣ６６の利得を変化させることによりて、加算
回路７２に印加されたろ波信号がスケーリング増幅器７
０でスケールされたグローブ位置信号を越えるときの周
波数ｆ１を変化させる。

こうして、ＭＤＡＣ６６の利得を増加させると１曲線８
２の上部が第６図において破線曲線８０で表わされる部
分まで移動する。これは、回路の低周波数のブレーク・
ポインｌ−ｆ、を効率的に変化させ。

そして、フィルタ回路６２で供給される位相進みの補償
を変化させる。ｆ２とｆｌ　　の周波数は変化しないま
まである。本実施例では、ｆＩの値はＭＤＡＣ６６の利
得を変化させることによってＩＫＨｚから２ＫＨ，ｚの
間を変化させることが可能である。ｆ２、ｆｌの周波数
は重要なものではない。三極全てが位相変化に寄与する
。しかし、ｆｌからの位相を進めるシフトがプローブ走
査周波数が１０〜２２．５Ｈｚにおいて、ｆ２、ｆｌか
らの位相遅れを左右させる。

ＭＤＡＣ６６に対して選択された特定の値の利得は、結
像される領域の深さ（ｄｅｐｔｈ）および使用される特
定のプローブ型式の応答に依存する。これらの値は、２
つの深さ（たとえば、４儂と２０儂）の各プローブ型式
に対する深さ依存遅延を測定し、これらの値の間で深さ
を線形に補間することによって決定される。

本願発明に係る超音波診断システムでは、ジッタの安置
である遅延効果を補償することができる。

以上本発明を別の応用に適用する際、上記例示の実施例
に容易に修正することによって可能になることは明らか
である。従って、本発明は本明細書に開示された実施例
に限定されるものではないことは明らかである。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は簡単な回路構成でフレー
ム・ジッタをほぼ除去する補正機構を備える。これによ
り、サードウェアの累積遅延及び音響パルスをトリガす
るトリガ回路の遅延等による遅延については、訂正信号
を測定信号に加算することによりて補正することができ
る。また、深さに依存して生ずるジッタについては結像
における深さ関数として補正信号を得ることによって解
消される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本願発明に用いられる超音波診断システムのブ
ロック図。第２Ａ図と第２Ｂ図は従来のトリガ回路に生
ずる遅延による誤差を説明するだめの図。第３Ａ図から
第３Ｃ図は深さ依存による効果を説明するための図。第
４図はプローブ角度の変化を示す図。第５図は本発明の
一実施例である補正機構の回路図。第６図は第５図の周
波数応答特性を示した図。第７図は本願発明の他の実施
例のブロック図。１０ニドランスデユーサ１２：サーボ・モータ１４：位置センサ１６：差動回路２４：トリガ回路２６：加算回路１８：信号処理回路２０：フィルタ回路２４：トリガ回路３０：送信駆動回路３２：受信回路３４；走査変換器６０：バッファ増幅器６２：フィルタ回路６６：乗算型ＤＡＣ７２：加算回路５０：微分回路５６：低域フィルタ。出願人　ヒユーレット・パラカード・カンノヒー代理人
弁理士　　長　谷　川　　次　　男手続補正書（方式）１　事件の表示　　　平成１年　特許願　第　７６４１
４　　号２、発明の名称　　　超音波診断システム３　
補正をする者事件との関係　　特許出願人住所　　アメリカ合衆国カリフォルニア州パロアルトハ
ノーバー・ストリート　３０００名称　　ヒユーレット・パラカード・カンパニー代表者
　ステイーブン・ピー・フォックス国籍　　アメリカ合
衆国４、代理人住所　　東京都　杉並区　高井戸東　３丁目２９番２１
号横河・ヒユーレット・パッカード株式会社内５　補正
命令の日付　　平成元年８月２９日（全送日）に以下を
挿入する。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）走査される領域を覆う複数の音響経路に沿って一
連の音響信号の送受信を行い、走査された領域の密度を
表す画像データを提供する超音波診断システムにおいて
、トリガ信号に応答し、前記トランスデューサに音響信号
を送信させる信号を印加するトランスデューサ駆動手段
と、前記トランスデューサを周期的に移動させる手段と、前記トランスデューサと接続し、前記トランスデューサ
の位置を示す位置信号を供給する手段と、第１、第２信号に応答し、前記第１、第２信号が等しい
時、前記トランスデューサ駆動手段にトリガ信号を供給
するトリガ手段と、前記第２信号は次の音響信号が送信
される際の前記トランスデューサの位置を示し、前記位置信号に応答し、前記第１信号を発生する補正手
段より構成することを特徴とする超音波診断装置。
（２）請求項第１項記載の超音波診断装置において、前記補正手段は前記位置信号に応答し、前記位置信号と
比例するスケールされた位置信号を供給する手段と前記
位置信号に応答し、前記位置信号の変化速度を表わす補
正信号を発生する手段と前記スケールされた位置信号と
前記補正信号を加算し、前記第１信号として供給する手
段を含むことを特徴とする。