JPH02106164A - 直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH02106164A JPH02106164A JP25974288A JP25974288A JPH02106164A JP H02106164 A JPH02106164 A JP H02106164A JP 25974288 A JP25974288 A JP 25974288A JP 25974288 A JP25974288 A JP 25974288A JP H02106164 A JPH02106164 A JP H02106164A
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- Japan
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- circuit
- switching
- capacitor
- output voltage
- output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する
。
。
第４図は、例えば、特開昭５８−９８０７６号公報に記
載された直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバタを回路図で示し
たものである。図において、１．２はスイッチング素子
（この例では、トランジスタ）、３．４はトランジスタ
１．２にそれぞれ逆並列接続されたフライホイルダイオ
ード、５．６はトランジスタ１．２のベースドライブ回
路、７は共振用リアクトル、８は共振用コンデンサ、９
は変圧器、ＩＯは整流回路、１１．１２は整流用ダイオ
ード、１３は平滑用コンデンサである。
載された直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバタを回路図で示し
たものである。図において、１．２はスイッチング素子
（この例では、トランジスタ）、３．４はトランジスタ
１．２にそれぞれ逆並列接続されたフライホイルダイオ
ード、５．６はトランジスタ１．２のベースドライブ回
路、７は共振用リアクトル、８は共振用コンデンサ、９
は変圧器、ＩＯは整流回路、１１．１２は整流用ダイオ
ード、１３は平滑用コンデンサである。
Ｖｓは直流入力電圧である。なお、ベースドライブ回路
５．６には図示しない電圧制御回路からオン／オフ指令
が与えられる。
５．６には図示しない電圧制御回路からオン／オフ指令
が与えられる。
次に、このＤＣ−ＤＣコンバータの動作ｔ−第５図の波
形図を参照して説明する。
形図を参照して説明する。
ベースドライブ回路５．５からトランジスタ１１のベー
スにベース信号（第５図（ａ））を与えると、両トラン
ジスタ１がオンとなり、点線で示す経路を通って電流ｉ
（共振電流）が流れる。両トランジスタ１がオンであ
る期間（第５図における領域Ｉ）では、共振電流ｉは正
の正弦波となり、下記（１１弐で示す大きさを有する。
スにベース信号（第５図（ａ））を与えると、両トラン
ジスタ１がオンとなり、点線で示す経路を通って電流ｉ
（共振電流）が流れる。両トランジスタ１がオンであ
る期間（第５図における領域Ｉ）では、共振電流ｉは正
の正弦波となり、下記（１１弐で示す大きさを有する。
＋ ｉ （ｔｏ）ｃｏｓ ωｔ −−・−−−・−
・（１）但し、Ｖｃ（ｔｏ）： ｔ ＝ ｔ ｏの時の
コンデンサ電圧ＶＴ、ｌｌ：変圧器−次側電圧 ｆ＝２π π下・・・・・・・・・・（２）この共振電
流ｉは変圧器９を通して整流回路１０に与えられ、この
整流回路１０で直流電流１ｏｕｔに変換され、平滑用コ
ンデンサ１３て平滑され、該コンデンサ１３の両端には
第５図＋１１４１に示す直流出力電圧Ｖｏｕｔが現れる
。領域■では両トランジスタｌがオフしており、共振電
流ｉは両ダイオード３を通して流れる。領域■では、ト
ランジスタ２．２がベースドライブ回路６から第５図（
ｂｌに示す信号を受けてオンしており、−点鎖線で示す
経路を通って共振電流ｉが流れる。両トランジスタ２が
オンであるこの期間では、共振電流ｌは負の正弦波とな
り、両トランジスタ２がオフする期間（領域■）では、
共振電流ｉは両ダイオド３を通して流れる。
・（１）但し、Ｖｃ（ｔｏ）： ｔ ＝ ｔ ｏの時の
コンデンサ電圧ＶＴ、ｌｌ：変圧器−次側電圧 ｆ＝２π π下・・・・・・・・・・（２）この共振電
流ｉは変圧器９を通して整流回路１０に与えられ、この
整流回路１０で直流電流１ｏｕｔに変換され、平滑用コ
ンデンサ１３て平滑され、該コンデンサ１３の両端には
第５図＋１１４１に示す直流出力電圧Ｖｏｕｔが現れる
。領域■では両トランジスタｌがオフしており、共振電
流ｉは両ダイオード３を通して流れる。領域■では、ト
ランジスタ２．２がベースドライブ回路６から第５図（
ｂｌに示す信号を受けてオンしており、−点鎖線で示す
経路を通って共振電流ｉが流れる。両トランジスタ２が
オンであるこの期間では、共振電流ｌは負の正弦波とな
り、両トランジスタ２がオフする期間（領域■）では、
共振電流ｉは両ダイオド３を通して流れる。
以−ヒの動作が繰り返されて直流出力電圧Ｖｏｕｔが取
り出されるが、直流出力電流ＩＯの大きさは下記（３）
式で示すようになる。
り出されるが、直流出力電流ＩＯの大きさは下記（３）
式で示すようになる。
ｒｏ＝２ｉｐ ’ Ｌ＋ 、／ｙｒ （ｔ＋ ＋τ
）Ｎ・・ （３）但し、Ｎ：変圧器の巻数 ｉＰ ：共振電流の最大値 ｔ、：ｉｐの半波骨の周期 この（３）式から明らかなように、トランジスタ１．２
がオフである期間τを大きくすれば、直流出力電流１ｏ
は減少する。このことから、直流入力電圧Ｖｓや負荷が
変動して出力電圧Ｖｏｕｔが変動した場合は、トランジ
スタｌ、２のスイッチング周波数を変化させることによ
り定電圧制御を行うことができる。
）Ｎ・・ （３）但し、Ｎ：変圧器の巻数 ｉＰ ：共振電流の最大値 ｔ、：ｉｐの半波骨の周期 この（３）式から明らかなように、トランジスタ１．２
がオフである期間τを大きくすれば、直流出力電流１ｏ
は減少する。このことから、直流入力電圧Ｖｓや負荷が
変動して出力電圧Ｖｏｕｔが変動した場合は、トランジ
スタｌ、２のスイッチング周波数を変化させることによ
り定電圧制御を行うことができる。
従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジ
スタＩ、２のスイッチング周波数を制御することにより
出力電圧を制御するようにしているので、定電圧制御を
行う場合には、スイッチング周波数が負荷抵抗の増減に
対してほぼ反比例するため、軽負荷時には、ノイズが増
大し、ノイズ・フィルタの設計が困難となる他、変圧器
は鉄心が大きくなって大形化し、また、可聴ノイズが発
生する等の問題があった。
スタＩ、２のスイッチング周波数を制御することにより
出力電圧を制御するようにしているので、定電圧制御を
行う場合には、スイッチング周波数が負荷抵抗の増減に
対してほぼ反比例するため、軽負荷時には、ノイズが増
大し、ノイズ・フィルタの設計が困難となる他、変圧器
は鉄心が大きくなって大形化し、また、可聴ノイズが発
生する等の問題があった。
この発明は上記問題を解消するためになされたもので、
入出力変動に対してスイッチング周波数を大幅に変化さ
せなくても済む直列共振型ＤＣＤＣコンバータを提供す
ることを目的とする。
入出力変動に対してスイッチング周波数を大幅に変化さ
せなくても済む直列共振型ＤＣＤＣコンバータを提供す
ることを目的とする。
この発明は上記目的を達成するため、共振用コンデンサ
に対して、放電用抵抗を、スイッチング素子弁して並列
接続するとともに、軽負荷時、スイソチグ回路のオフ期
間内に上記スイッチング素子をオンさせる信号を発生す
る負荷状態判別回路を設けたものである。
に対して、放電用抵抗を、スイッチング素子弁して並列
接続するとともに、軽負荷時、スイソチグ回路のオフ期
間内に上記スイッチング素子をオンさせる信号を発生す
る負荷状態判別回路を設けたものである。
この発明では、軽負荷時には、共振用コンデンサの充電
電圧が低下するので、次にスイッチング回路がオンした
時の直流出力電圧が低下しようとする。これを調整する
ため、スイッチング周波数が上昇し、スイッチング周波
数の周波数特性が改善される。
電圧が低下するので、次にスイッチング回路がオンした
時の直流出力電圧が低下しようとする。これを調整する
ため、スイッチング周波数が上昇し、スイッチング周波
数の周波数特性が改善される。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図において、１４は放電用抵抗であって、スイッチ
ング素子１５を介して、共振用コンデンサ８に並列に接
続されている。１６は負荷状態判別回路であって、出力
電流ＩＯを検出する電流検出回路１８の検出信号を取込
んで設定電流Ｉ ｒｅｆと比較し、１０＜Ｉｒｅｆであ
る場合にスイッチング素子１５をオンさせるためのオン
信号（後述する）Ｓを発生する。１９はオン／オフ指令
を発生する電圧制御回路であって、電圧検出回路１７が
検出した直流出力電圧Ｖｏｕｔと設定電圧Ｖｒｅｆとの
偏差を取り込んで該偏差が零になるようにオン／オフ指
令の周波数（スイッチング周波数）ｆｓを調整する。他
の構成ば前記従来のものと同じであるので、同じものに
は同一符号を付しである。
ング素子１５を介して、共振用コンデンサ８に並列に接
続されている。１６は負荷状態判別回路であって、出力
電流ＩＯを検出する電流検出回路１８の検出信号を取込
んで設定電流Ｉ ｒｅｆと比較し、１０＜Ｉｒｅｆであ
る場合にスイッチング素子１５をオンさせるためのオン
信号（後述する）Ｓを発生する。１９はオン／オフ指令
を発生する電圧制御回路であって、電圧検出回路１７が
検出した直流出力電圧Ｖｏｕｔと設定電圧Ｖｒｅｆとの
偏差を取り込んで該偏差が零になるようにオン／オフ指
令の周波数（スイッチング周波数）ｆｓを調整する。他
の構成ば前記従来のものと同じであるので、同じものに
は同一符号を付しである。
次に、このＤＣ−ＤＣコンバータの動作を、第２図及び
第３図を参照して説明する。
第３図を参照して説明する。
負荷抵抗が小さい重負荷状態においては、電圧制御回路
１９は直流出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧Ｖｒｅｆに一敗
するように、スイッチング周波数Ｉｓを増大させる。こ
の時、直流出力電流１ｏは増大するので、負荷状態判別
回路１６は直流出力電流■０が設定電流１ ｒｅｆより
大きいことを判別して、スイッチング素子１５に対して
オフ指令を与え、スイッチング素子１５はオフとなる。
１９は直流出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧Ｖｒｅｆに一敗
するように、スイッチング周波数Ｉｓを増大させる。こ
の時、直流出力電流１ｏは増大するので、負荷状態判別
回路１６は直流出力電流■０が設定電流１ ｒｅｆより
大きいことを判別して、スイッチング素子１５に対して
オフ指令を与え、スイッチング素子１５はオフとなる。
コンデンサ８は共振電流ｉによって充電され、充電電圧
は、回路損失が非常に小さいとすると、２Ｖｓとなる。
は、回路損失が非常に小さいとすると、２Ｖｓとなる。
軽負荷状態では、負荷抵抗が大きいため、直流出力電流
ＩＯは減少し、直流出力電圧Ｖｏｕｔは上昇しようとす
る。負荷判別回路１６は直流出力電流■０が設定電流１
ｒｅｆ以下になると、軽負荷状態であることを判別し
、スイッチング素子１５に対してオン信号（第２図（ｄ
））を発生する。このオン信号は、周波数制御回路１９
の出力に対して、Δｔ１だけ遅延し、Δｔ２なる幅を有
する信号である。このオン信号を受けて、スイッチング
素子１５が閉すると、Δｔ２の間は、コンデンサ８の電
荷は抵抗１４を通して放電されるため、コンデンサ８の
電圧Ｖｃは下記（４）弐で示す値となる。
ＩＯは減少し、直流出力電圧Ｖｏｕｔは上昇しようとす
る。負荷判別回路１６は直流出力電流■０が設定電流１
ｒｅｆ以下になると、軽負荷状態であることを判別し
、スイッチング素子１５に対してオン信号（第２図（ｄ
））を発生する。このオン信号は、周波数制御回路１９
の出力に対して、Δｔ１だけ遅延し、Δｔ２なる幅を有
する信号である。このオン信号を受けて、スイッチング
素子１５が閉すると、Δｔ２の間は、コンデンサ８の電
荷は抵抗１４を通して放電されるため、コンデンサ８の
電圧Ｖｃは下記（４）弐で示す値となる。
Δｔ２
Ｃ
Ｖｃ（Δｔ２）＝Ｖｃ（ｔｏ）・ε・・・・・・・（４
）但し、Ｒ：抵抗１４の抵抗値 Ｃ：コンデンサ８の容量 従って、次にトランジスタ２．２がオンした時には（１
）式で示したコンデテサ８の電圧Ｖｃ （ｔｏ）が、ε
だけ小さくなので、共振電流ｉの値は第２図（Ｃ１に
示すように小さくなり、直流出力電圧Ｖｏｕｔは下降し
ようとする。このため、周波数制御回路１９はスイッチ
ング周波数Ｉｓを増大させて出力周波数を調整する。
）但し、Ｒ：抵抗１４の抵抗値 Ｃ：コンデンサ８の容量 従って、次にトランジスタ２．２がオンした時には（１
）式で示したコンデテサ８の電圧Ｖｃ （ｔｏ）が、ε
だけ小さくなので、共振電流ｉの値は第２図（Ｃ１に
示すように小さくなり、直流出力電圧Ｖｏｕｔは下降し
ようとする。このため、周波数制御回路１９はスイッチ
ング周波数Ｉｓを増大させて出力周波数を調整する。
即ち、スイッチング周波数ｆｓは重負荷時（第３図に（
ａ）で示す領域）は従来のコンバータの場合と同じであ
るが、軽負荷時（第３図に（ｂｌで示す領域）には従来
より高い周波数となり、周波数特性が改善される。
ａ）で示す領域）は従来のコンバータの場合と同じであ
るが、軽負荷時（第３図に（ｂｌで示す領域）には従来
より高い周波数となり、周波数特性が改善される。
なお、上記実施例では、コンデンサ８用の放電抵抗１４
を設けているが、抵抗１４の代わりに、バリスタ等の電
圧制限素子を用いてもよい。
を設けているが、抵抗１４の代わりに、バリスタ等の電
圧制限素子を用いてもよい。
また、上記放電抵抗の制御は行っていないが、コンデン
サ８の電圧を検出して、スイッチング素子１５の閉成時
間を制御するようにすれば、更に、高精度な装置となる
。
サ８の電圧を検出して、スイッチング素子１５の閉成時
間を制御するようにすれば、更に、高精度な装置となる
。
この発明は以上説明した通り、軽負荷状態になっても、
従来に比してスイッチング周波数を大幅に変化させなく
ても、出力電圧を調整することができるので、スイッチ
ング損失を低減し、ノイズを低減し、可聴覚ノイズを低
減することができる。
従来に比してスイッチング周波数を大幅に変化させなく
ても、出力電圧を調整することができるので、スイッチ
ング損失を低減し、ノイズを低減し、可聴覚ノイズを低
減することができる。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は上記
実施例を動作を説明するための波形図、第３図は上記実
施例におけるスイッチング周波数特性を示す図、第４図
は従来のＤＣ−ＤＣコンバタの回路図、第５図はこの従
来例の動作を説明するための波形図である。 図において、■、２−１−ランジスタ、８−共振コデン
サ、９−変圧器、１４−放電用抵抗、１５スイツチング
素子、１６−・負荷状態判別回路、１９−電圧制御回路
。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
実施例を動作を説明するための波形図、第３図は上記実
施例におけるスイッチング周波数特性を示す図、第４図
は従来のＤＣ−ＤＣコンバタの回路図、第５図はこの従
来例の動作を説明するための波形図である。 図において、■、２−１−ランジスタ、８−共振コデン
サ、９−変圧器、１４−放電用抵抗、１５スイツチング
素子、１６−・負荷状態判別回路、１９−電圧制御回路
。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 直流入力から単相交流を得るスイッチング回路、該スイ
ッチング回路の出力端子間に挿入された共振用コンデン
サと共振用リアクトル及び変圧器、上記変圧器の２次側
に接続された整流回路、この整流回路の出力を平滑する
平滑回路を備え、上記スイッチグ回路のスイッチング周
波数を制御して出力電圧を調整するＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、スイッチング素子を介して上記コンデンサ
に対して並列接続された放電用抵抗と、軽負荷時に上記
スイッチング素子をオンさせる信号を発生する負荷状態
判別回路を設け、該信号は上記スイッチング回路のオフ
期間内に発生することを特徴とする直列共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25974288A JPH02106164A (ja) | 1988-10-14 | 1988-10-14 | 直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25974288A JPH02106164A (ja) | 1988-10-14 | 1988-10-14 | 直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02106164A true JPH02106164A (ja) | 1990-04-18 |
Family
ID=17338317
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25974288A Pending JPH02106164A (ja) | 1988-10-14 | 1988-10-14 | 直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02106164A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02280666A (ja) * | 1989-04-20 | 1990-11-16 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源回路 |
| JPH05137332A (ja) * | 1991-11-13 | 1993-06-01 | Kyosan Electric Mfg Co Ltd | スイツチング電源の制御方法 |
| US7692937B2 (en) | 2006-06-09 | 2010-04-06 | Delta Electronics, Inc. | Resonant converter and voltage stabilizing method thereof |
| JP2012044853A (ja) * | 2010-08-23 | 2012-03-01 | Skynet Electronics Co Ltd | 直列共振変換器 |
| EP3179622A1 (en) * | 2015-12-08 | 2017-06-14 | ABB Technology AG | Resonant power converter |
| US20240120831A1 (en) * | 2022-09-29 | 2024-04-11 | Joulwatt Technology Co., Ltd. | Protection Circuit of Flyback Converter and Control Method |
-
1988
- 1988-10-14 JP JP25974288A patent/JPH02106164A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02280666A (ja) * | 1989-04-20 | 1990-11-16 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源回路 |
| JPH05137332A (ja) * | 1991-11-13 | 1993-06-01 | Kyosan Electric Mfg Co Ltd | スイツチング電源の制御方法 |
| US5343377A (en) * | 1991-11-13 | 1994-08-30 | Kyosan Electric Mfg. Co., Ltd. | Method of controlling switching regulator |
| US7692937B2 (en) | 2006-06-09 | 2010-04-06 | Delta Electronics, Inc. | Resonant converter and voltage stabilizing method thereof |
| JP2012044853A (ja) * | 2010-08-23 | 2012-03-01 | Skynet Electronics Co Ltd | 直列共振変換器 |
| EP3179622A1 (en) * | 2015-12-08 | 2017-06-14 | ABB Technology AG | Resonant power converter |
| US20240120831A1 (en) * | 2022-09-29 | 2024-04-11 | Joulwatt Technology Co., Ltd. | Protection Circuit of Flyback Converter and Control Method |
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