JPH02280666A - 共振型スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流安定化電源等に使用される共振銀型スイ
ッチング電源回路に関するものである。

〔従来の技術〕

現在、電子計算機、通信機器等に使用される電子通信用
電源は、小型、軽量、高効率の利点を持つＰＷＭ方式の
ヌイッチングレギュレータが多く使用されている。しか
し、スイッチング周波数が２０　ｋＨｚ以下の場合には
、大きな問題が生じないが、１００　ｋＨｚ以上になる
と、電力伝送用トランスの洩れインダクタンスや、スイ
ッチング素子の浮遊容量の影響により、スイッチング素
子のオン・オフ転換時におけるスイッチング素子の両端
の電圧波形と電流波形とが重なり合う割合が大きくなり
、この電圧、電流波形か互いに重なり合う部分がスイッ
チング損失となり、発振周波数が高くなるに従って損失
が増加する。スイッチング損失が増加すると、電力変換
効率が低下すると共に、発熱する。このため大きな放熱
器を必要とし、電源装置の小型化の妨げとなる。

上述の如き問題点を解決″″ｆるための方式として、第
１１図に示す共振型スイッチング電源回路がある。この
共振型スイッチング電源回路の直流電源１け第１及び第
２の電源２ａ、２ｂの直列回路から成り、第１、第２及
び第３の端子６．４．５を有するセンタタップ型に形成
されている。第１の端子３と第２の端子４との間にはト
ランジスタから成る第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
！、Ｑ２の直列回路が接続されている。交互にオン−オ
フ制御される第１及び第２のスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ
２にはバイパス用ダイオードＤ、　、　Ｄ２がそれぞれ
逆並列に接続されている。

電源１の第３の端子５と第１及び第２のスイッチング素
子ＱＩＩＩ　Ｑ２の接続中点６との間にけ共振用コンデ
ンサＣ１と直列共振用インダクタンス素子（リアクトル
）Ｌｌと負荷回路を構成するためのトランスＴの１次巻
線Ｎ！との直列回路が接続されている。即ち、コンデン
サＣ！の一端が第３の端子５に、接続され、コンデンサ
Ｃ１の他端がインダクタンス素子Ｌ！と１次巻線Ｎ、と
を介してスイッチング素子Ｑ１．Ｑｚの接続中点６に接
続されている。

トランスＴｕ２次巻線Ｎ２、Ｎ３を有し、このセンタタ
ップ構成の２次巻ｍＮ２．Ｎ３には、ダイオードＤ３、
Ｄ４と平滑用コンデンサＣ２とから成る出力整流平滑回
路７を介して負荷８が接続されている。

第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑｚヲオン・オ
フ制御するための制御回路９は、出力平滑整流回路７の
出力電圧を検出する電圧検出回路１０と、この電圧検出
回路１０から得られる検出電圧と基準電圧源１１の基準
電圧との差に対応する出力を得るための誤差増幅器１２
と、この誤差増幅器１２の出力電圧に対応した周波数信
号を出力するＶＣＯ（電圧制御発振器〕１３と、このＶ
ＣＯ１３の出力周波数でスイッチング素子Ｑｘ、Ｑｚヲ
交互にオン・オフ制御するためのスイッチ制御信号形成
回路１４とから成る。スイッチ制御信号形成回路１４は
ＶＣＯの出力に基づいて第１のスイッチング素子Ｑ１の
制御信号を形成し、スこの反転信号で第２のスイッチン
グ素子Ｑ２の制御を形成し。

％スイッチ＝ｙ　！　素子Ｑ＋　、Ｑ２即ちトランジス
タのベースに供給するものである。

スイッチング素子Ｑ！、Ｑ２は、直列共振回路の共振周
波数よりも低い周波数で第１２図囚Ｇノに示すように交
互にオン・オフ制御される。第１のスイッチング素子Ｑ
ｌがオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの期間（
第７図の１１〜ｆｘ）では、まず、直列共振に基づく電
流Ｉが、コンデンサＣ１、電源２　ａ　ｓ第１のスイッ
チング素子Ｑ１．１次巻線Ｎ１、インダクタンス素子Ｌ
＋から成る回路で流れる。コンデンサＣ！の電圧は、第
１２図（Ｃ）　Ｋ示すようにｔｉ時点でほぼ−Ｅである
が、零に向って減少し、しかる後はぼ十Ｅになる。コン
デンサＣ，及びインダクタンス素子ＬＩを通って流れる
電流■ば、第１２図■に示すよプにコンデンサ電圧Ｖ。

が零になる時点で正の最大値になり、その後減少する。

１２〜ｔ３で示すコンデンサＣ１の放電期間においては
、コンデンサＣ１、インダクタンス素子Ｌ１．１次巻線
Ｎｌ。

ダイオードＤ、、電源２ａから成る回路で逆方向電流が
流れる。第２のスイッチング素子Ｑ２がオンになるｔ３
〜ｔ４期間においてもｔ１〜ｔ３期間と同様な動作が生
じる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、共振型スイッチング電源回路の出力電圧又は
電力の制御は、周波数制御方式で行われる。即ち、第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフ制
御の周波数を変えろことによって負荷８の電圧を変える
。従って、最低周波数で回路定数を決めなげればならず
、損失を大幅に低減することか困難になった。また、ダ
イオードＤ１が１２〜ｔ３でオンしている状態において
、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンになると、ダイオ
ードＤ。

の蓄積キャリアに基づくりカバリ−電流（短絡電流）が
スイッチング素子Ｑ２に流れ込む。このりカバリ−電流
（短絡電流）が第２のスイッチング素子Ｑ２のコレクタ
・エミッタ間電圧がＥボルトがら零ボルトに変化する期
間に流れるので、損失となり、効率が低下する。ダイオ
ードＤＪ、Ｄ２を省くとりカバリ−電流（短絡電流）に
よる損失が生じなぐなるが、コンデンサＣ！がＥ、ｌ：
りも高くなる。即ち、電源投入時、負荷急変時等におけ
る第１及び第２のスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２に流れる
共振電流のアンバランスによってコンデンサＣ１の電圧
がＥよりも高ぐなり、スイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２及び
ダイオードＤ、、Ｄ２に耐圧の高いものを使用すること
が必要になる。高耐圧のスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２及
びダイオードＤ１、Ｄ２を使用すると、オン時における
抵抗（電圧降下〕が太きぐなジ、損失も多くなるので、
共振型に基づく損失低減効果が期待出来なくなる。

そこで、本発明の目的は効率の良い共振型スインチング
ミ源回路を提供することにある。

〔課題を解決するだめの手段〕

上記目的を達成するための本発明は、第１の端子と第２
の端子と前記第１及び第２の端子の中点電位を与える第
３の端子とを有する直流電源回路と、前記第１の端子と
前記第２の端子との間に互いに直列になるよ５に接続さ
れた第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び
第２のスイッチング素子を交互にオン−オフ制御するた
めの制御回路と、一端が前記第３の端子に接続されてい
る共振用コンデンサと、前記共振用コンデンサの他端と
前記第１及び第２のスイッチング素子の接続中点との間
に接続された共振用インダクタンス素子と、前記インダ
クタンス素子に直列に接続されているか又は前記インダ
クタンス素子に電磁結合されている負荷回路とから成る
共振型スイッチング電源回路において、前記コンデンサ
に並列に前記コンデンサの充電及び／又は放電を制御す
るための素子を接続したことを特徴とする共振型スイッ
チング電源回路に係わるものである。

請求項２に示すようにクランプ用ダイオードを接続する
ことが望ましい。

請求項３に示すように第１〜第４のスイッチング素子を
ブリッジ型に接続する場合にも請求項１の技術思想を適
用することができる。

請求項４に示すように、請求項３０回路にクランプ用ダ
イオードを付加することが望ましい。

請求項５に示すように１つのダイオードＫ　Ｍ　列にコ
ンデンサを接続する変形ハーフブリッジ型の回路にも請
求項１の技術思想を適用することができる。

請求項６に示すように２つのダイオードにコンデンサを
それぞれ並列接続する回路にも請求項１の技術思想を適
用することができる。

請求項７に示すように並列型のスイッチング回路にも請
求項１の技術思想を適用することができる。

〔作　用〕

各請求項に従う発明において、コンデンサを短絡させる
ためのスイッチング素子のオン時間幅を制御することに
よって１周期中に電源から共握回路に供給する電力量が
制御される。これにょ９、出力電力、又は電圧又は電流
の制御をスイッチング周波数固定状態で行うことが可能
になる。

請求項２％４．５、乙に従５発明ではコンデンサの電圧
の上昇をダイオードで抑制することができる。

〔第１の実施例〕 次に、第１図及び第２図を参照して本発明の第１の実施
例に係わる共振型スイッチング電源回路即ち共振型Ｊ）
Ｃ−］）Ｃコンバータを説明する。但し、第１図におい
て第１１図と実質的に同一の部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。

第１図の本実施例の共振型スイッチング電源回路は、コ
ンデンサＣ１に並列接続された第１及び第２のコンデン
サ制御用スイッチング素子Ｓｌ、Ｓ２を有し、更に、コ
ンデンサＣＩの右端１５と電源１の第１の端子３との間
及びコンデンサＣ１の右端１５と電源１の第２の端子４
との間にそれぞれ接続された第１及び第２のクランプ用
ダイオード１６．１７を有する。第１図の第１及び第２
のスイッチング素子Ｑ！、Ｑ２は出力電圧の変化に無関
係に一定の周波数で交互にオン・オフ制御される。

１８はのこぎり波（三角波）発生器であって、この実施
例では第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑｚのオ
ン・オブ繰返し周波数の２倍の周波数を有するのこぎり
波を発生する。１９けスイッチ制御信号形成回路（スイ
ッチ制御回路〕であって、のこぎり波発生回路１８から
供給されたのこぎ９波に同期した第２図囚■ノに示す固
定の周波数の方形波の制御信号を形成し、第１及び第２
のスイッチング素子Ｑｌ、　Ｑｚに供給する。なお、第
２崗（４）の〕の制御信号の周波数はＣ，Ｌ、共振回路
の共振周波数よジも低い。本実施例では出力電圧の制御
を第１及ヒ第２のスイッチング素子Ｑ】、Ｑｚのオン−
オフ繰返し周波数の制御によって行わずに、共振コンデ
ンサＣ１の充放電制御によって行う。

出力整流平滑回路７ｉｄ４つのダイオード２０．２１．
２２．２３と、平滑用コンデンサ２４とがら成り、トラ
ンスＴの２次巻＆ＩＮ２と負荷８との間に接続されてい
る。出力整流平滑回路７の出力電圧は検出回路１０で検
出され、誤差増幅器１２の入力となり、基準電圧源１１
０基準電圧と比較される。ＰＷＭＣパルス幅変調ノパル
ス形成回路２５は、のこぎり波発生回路１８と誤差増＠
器１２とに接続され、のこぎり波と誤差出力とを比較し
てＰＷＭパルスを出力する電圧比較器を含んでおり、第
２図（ＱΩに示すＰＷＭパルスを発生する。

な寂、のこぎり波は第２崗（４）〜Ωに示すパルスの繰
返し周波数の２倍の周波数を有するので、比較器の出力
を交互に分配することによって第２図（Ｃ）■に示す１
８０度位相差の２つのＰＷＭパルス列ヲ得る。）’ＷＭ
パルス形成回路２５の出力ラインは第１及び第２のコン
デンサ制御スイッチング素子Ｓ１．Ｓ２に供給される。

なお、のこぎ９波発生回路１８の周波数が第１及びＭ２
のスイッチング素子Ｑ】、Ｑｘのスイッチング周波数と
同一になるよって構成することも可能である。

第１図の回路の動作を第２図を参照して説明すると、第
２図（４）に示すように１０時点で第１のスイッチング
素子Ｑｌがオンになった時には従来の回路と同様に共振
による電流工が第２図■に示すように流れ始める。これ
により、コンデンサＣＩの電圧が第２図［Ｆ］に示すよ
５に−Ｅ／２から０に向って変化する。なお、コンデン
サＣ１の充電電圧の変化範囲は、クランプ用ダイオード
１６．１７ノ働キで−Ｅ／２から士Ｅ／２までとなる。

１０時点で第１のコンデンサ制御用スイッチング素子Ｓ
ｌが第２図（Ｃ）のパルスでオン制御されているが、コ
ンデンサＣＩの左端が正になるように充電されているた
めに、第１のコンデンサ制御用スイッチング素子Ｓｌが
逆バイアス状態にあり、１ｏ〜１１期間はオフに保たれ
る。電源回路１の第１の端子３、第１のスイッチング素
子Ｑ１．）ランスＴ、インダクタンス素子Ｌ１、コンデ
ンサＣ１の回路でコンデンサＣ１の逆充電が進み、ｔ２
時点で充電電圧が零になると、第１のコンデンサ制御用
スイッチング素子Ｓ】の逆バイアスが解除され、これが
オン状態になる。この結果、スイッチング素子Ｑｘ、　
Ｑｚ、Ｓｌ、Ｓ２の電圧降下を無視して考えると、コン
デンサＣ１の充電電圧は第２図（Ｑのパルスが終了する
ｔ２時点まで零に保たれる。

ｔｌｚｔ２期間にはインダクタンス素子Ｌ１に制限され
た′ｆＩｔ流が第２図■に示すように流れ続げろ。１２
時点で第１のコンデンサ制御用スイッチング素子ｓ１が
オフに転換すると、ＣＩＬｌ共振回路に基づく電流が流
れ始め、コンデンサＣ１の電圧は第２図■に示すように
正方向に上昇し、電流Ｉｑ徐々に減少する。１３時点で
コンデンサＣＩの電圧がＥ／２よりも僅かに高くなると
クランプ用ダイオード１６がオンになり、コンデンサＣ
，の電圧はほぼＥ７２にクランプされる。１３〜１４期
間ではインダクタンス素子り、のエネルギの放出で電流
が流れるが、第２図■に示すように徐々に減少し、ｔ４
で零になイ〕。第１図では第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ１、Ｃ２にダイオードが逆並列接続され℃いない
が、第１１図に示すようにダイオードＤＩ、Ｄ２が接続
されている場合又けＦＥＴのためにダイオードか内蔵さ
れている場合であっても、第１図ではコンデンサＣ１の
電圧がＥ／２にクランプされているために、１３〜ｔ５
の期間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ＋　、　Ｃ
２Ｋ並列のダイオードがオンにならない。従って、第２
図の１５時点での第１及び第２のスイッチング素子Ｑ！
、Ｑ２の切換時にダイオードの蓄積キャリアに基づく過
大電流が流れない。

第２図のｔ５〜ｔ６期間には第２のスイッチング素子Ｑ
２がオン制御され、ｔｏ−’−ｔ５期間と同様な動作が
生じる。勿論この期間の電流Ｉ、電圧Ｖ。の向きはｔｏ
〜ｔ５期間と逆になる。

出力電圧が変動すると、誤差増幅器１２の出力が変化し
、第２６（Ｃ）（Ｄのパルスの後縁が変化し、第２図の
ｔ、％ｔ、期間も変化する。この結果、第１のスイッチ
ング素子Ｑｌの固定されたオン期間ｔｏ〜ｔ５内におけ
る電源回路１からのエネルギー供給時間及び量が変化し
、出力整流平滑回路７に与えられる電力量も変化し、出
力電圧が変化する。

上述のように、本方式は周波数一定制御方式であるので
、トランスＴ等を最適設計することが可能になり、効率
の高い共振型スイッチング電源回路を提供することがで
きる。

また、クランプ用ダイオード１６．１７の働きにより、
コンデンサＣ１の電圧が−Ｅ／２〜士Ｅ／２に制限され
るため、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１．（ｈの
耐圧を下げることが可能になり、これに基づく電力損失
低減効果も生じる。また、第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ＋　、Ｃ２に逆並列にダイオードを接続しなくτ
も、コンデンサＣＩの電圧上昇を抑えることが可能にな
り、且つダイオードの蓄積キャリアによる過大電流の問
題も前述したよ５に解決される。

〔第２の実施例〕 次に、第３崗及び第４囚を参照して本発明の第２の実施
例に係わる共振型スイッチング電源回路を説明する。但
し、第３図において、第１図と実質的に同一部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。この実施例では
第１〜第４のスイッチング素子Ｑ！〜Ｑ４でスイッチン
グ回路がフルブリッジ型に構成されている。第３及び第
４のスイッチング素子Ｑ！、　Ｃ４は第１図のコンデン
サ２ａ、２ｂの位置に接続されている。第１〜第４のス
イッチング素子Ｑｌ＝Ｑ４１”ｊ第４図（４）〜■に示
すように制御され、第１及び第２のコンデンサ制御用ス
イッチング素子Ｓｘ、Ｓｘけ第４図■■に示すように制
御される。

第４図のｔｏ％ｔ１期間中におげろ共振回路の電流工け
、Ｑｌ、　Ｎｔ、　Ｌ＋、ＣＩ、Ｃ４から成る回路で流
れ、ｔｌｚｔ２期間中における共振回路の亀流工ば、Ｃ
３、Ｃ１、Ｌｓ、　Ｎ１．　Ｃ２から成る回路で流れる
。共振による電流■及び電圧Ｖ。の変化の原理は第１図
と同一である。また、出力電圧調整方式の原理も第１図
と同一であり、第４図■■に示す第１及び第２のコンデ
ンサ制御用スイッチング素子Ｓ、、Ｓ、のオン時間幅を
変えることによってコンデンサＣ１の電圧が零になる時
間幅が変化し、出力電圧が変化する◎従って、本実施例
によっても、第１の実施例と同一の作用効果を得ること
ができる。

〔第３の実施例〕 次に、第５図及び第３図を参照して本発明の第３の実施
例の共振型スイッチング電源回路を説明する。但し、第
５図において第１図及び第３図と実質的に同一の部分に
は同一符号を付し℃その説明を省略する。

この実施例では第１及び第２の２イツチング素子Ｑｘ、
Ｃ２の接続中点６と第１及び第２のダイオ−）’１６．
１７の接続中点１５との間にトランスＴとインダクタン
ス素子Ｌ１とが接続され、第２のダイオード１７に並列
にコンデンサＣ１とこの制御用スイッチング素子Ｓ１と
が接続されている。

第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｃ２け第３Ｉｇ
ＣＡ、ｌ■ノに示すように第１図の回路と同様に一定の
周波数で交互にオン・オフ制御される。コンデンサ制御
用スイッチング素子Ｓｌは第３図（Ｃ）に示すＰＷＭパ
ルスで制御される。第３図のｔｏ時点で■＝０、Ｖｏ＝
Ｏであるとすれば、ｔｏ〜ｔ１期間でＨＱｘ、Ｃ３がオ
ン、Ｃ２がオフであるので、を流Ｉけ零から直線上に上
昇する。なお、この電流ＩけＱ＋　、　Ｎ１、Ｌ１％Ｓ
１の回路で流れる。

ｔ１〜ｔ２期間では、Ｑｌがオン、Ｃ２、Ｃ３がオフで
あり、（ｈ、Ｎ＞、Ｌｌ、Ｃ１の回路で電流工が流れる
。

１２〜ｔ３期間では、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖ。

が電源電圧Ｅよりも僅かに高くなっているために、第１
のダイオード１６がオンになり、コンデンサＣ３の電圧
Ｖ。７５にほぼ電源電圧Ｅにクランプされる。

インダクタンス素子り、の蓄積エネルギの放出け１３時
点よジも前に終了し、電流Ｉはｔ３で零である。

従って、第２のスイッチング素子Ｑ２が電流零の状態で
オンに転換する。

ｔ３〜１４期間では、Ｃ２がオン、Ｑｌ、Ｃ３がオフで
あるので、Ｃ１、Ｌｌ、ぺ２．Ｃ２の閉回路が形成され
、コンデンサＣ，の放電が起きる。ｔ４時点になってコ
ンデンサＣ１の電圧が零になり、その後逆方向に充電さ
れるとダイオード１７がオンになり、コンデンサＣ１の
電圧■。はほぼ零になる。コンデンサ制御用スイッチン
グ素子Ｓ１を駆動するための第３図０のパルスの後縁を
制御すると、１サイクル（ｔ。

〜ｉｓ）中に電源側′＃５１から供給される電力量が変
化し、出力電圧も変化する。従って、第１及び第２の実
施例と同一の作用効果を得ることができる。

〔第４の実施例〕 次に、第７囚及び第８図を参照して第４の実施例の共振
型スイッチング電源回路を説明する。但し、第７図にお
いて、第１図、第３図、第５図と実質的に同一の部分に
は同一の符号を付してその説明を省略する。第７図の回
路は第５図のダイオード１６に対して並列にコンデンサ
Ｃ２とコンデンサ制御用スイッチング素子Ｓ２とを接続
した回路と同一である。

第８図のｔｏＳ１３期間の動作は第３図の１．〜ｔ３期
間と同一である。１３〜１６期間はｓ”ｏ−ｔ３期間の
反対極性の動作であり、！３〜ｔ４でＱｌ、Ｓｌがオフ
、Ｃ２及びＳ２がオン忙なり、１４〜１６期間でＱｔ、
　ｓｌ。

Ｓ、がオフ、Ｑ宜がオンになり、電流Ｉは第８図（ト）
に示すように対称的に変化し、コンテｙｆｃ１の電圧＃
：を第８図（ト）に示すように変化する。第１及び第２
のコンデンサ制御用スイッチング素子Ｓ、、Ｓ２は第８
図（Ｃ）（［）のＰＷＭパルスで制御されるため、出方
電圧か第１、第２及び第３の実施例と同様に制御され、
同様な作用効果が得られる。

〔変形例〕 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

はｌ　　第９図に示すようにトランスＴの１次巻線にセ
ンタタッグを投げ、このセンタタップと第３の端子５と
の間にインダクタンス素子Ｌ１とコンデンサＣ１との共
握回路を接続し、第１の端子３とセンタタッグとの間に
第１のスイッチング素子Ｑ１を介して１次巻線の半分Ｎ
　１　ａを接続し、第２の端子４とセンタタップとの間
に第２のスイッチング素子Ｑ２を介して１次巻線の残り
の半分Ｎｌｂを接続し、第１及び第２のスイッチング素
子（１、Ｃ２と第１及び第２のコンデンサ制御用スイッ
チング素子５１ｍ５２とを第１図と同様に制御してもよ
い。

（２）コンデンサＣ１を制御するためのスイッチング素
子Ｓ、、Ｓ２を第１０図に示すように２つのＦＥＴ３１
．３２と２つのダイオード３３．３４とで構成してもよ
い。

（３１第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＦＥ
Ｔとしてもよい。

（４）　　第１図、及び第３図の第１及び第２のスイッ
チング素子Ｑ１．Ｑｚに逆並列にダイオードを接続して
もよい。

（５１第１図の電源回路１を２個のＥ／２の電源によっ
て構成することができる。

（６）Ｓ、、Ｓ、を制御するためのＰＷＭパルスを例え
ば第２図のｔ１〜ｔ２期間に対応するパルス幅を有する
ものにしてもよい。

（カ　トランスＴが大きなインダクタンスを有する場合
にはこれを共振用のインダクタンスに兼用し、インダク
タンス素子Ｌ１を省いてもよい。

（８）トランスＴの位置に負荷８を直接に接続し。

負荷８に交流を供給する場合にも適用可能である。

〔発明の効果〕

上述のようにいずれの請求項の発明によってもスイッチ
ング周波数を固定した状態で電力又は電圧又は電流を調
整することが可能になる。また、請求項２．４．５．６
によれば、コンデンサの電圧の上昇を抑えることができ
ると共に、スイッチング素子のオン・オフ切換時の電力
損失の低減を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の共振型スイッチング電
源回路を示す回路図、 第２内は第１歯の各部の状態を原理的に示す波形図。 第３図は第２の実施例の共振型スイッチング電源回路を
示す回路図、 第４図は第３図の各部の状態を原理的に示す波形図、 第５図は第３の実施例の共振型スイッチング電源回路を
示す回路内。 第３囚はｌＸ５図の各部の状態を原理的に示す波形図。 第７図は第４の実施例の共振型スイッチング電源回路を
示す波形内、 第８図は第７図の各部の状態を原理的に示す波形図、 第９図は変形例の共振型スイッチング電源回路を示す回
路図、 第１０図は変形例のコンデンサ制御用スイッチ回路を示
す回路図、 第１１図は従来の共振型スイッチング電源回路を示す回
路図、 第１２図は第１１図の各部の状態を原理的に示す波形図
である◎ １・・・直流電源回路、３・・・第１の端子、４・・第
２の端子、Ｑｌ・・・第１のスイッチング素子、Ｑ２・
・・第２のスイッチング素子、Ｃ，・・・共振用コンデ
ンサ、Ｌ】・・・直列共振用インダクタンス素子、　８
１　＋　８２・・・コンデンサ制御用スイッチング素子
。 代　　理　　人　　　高　　野　　則　　次第２図 第５図 Ｃす ｄ −〜 〉

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 〔１〕第１の端子と第２の端子と前記第１及び第２の端
   子の中点電位を与える第３の端子とを有する直流電源回
   路と、 前記第１の端子と前記第２の端子との間に互いに直列に
   なるように接続された第１及び第２のスイッチング素子
   と、 前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
   フ制御するための制御回路と、 一端が前記第３の端子に接続されている共振用コンデン
   サと、 前記共振用コンデンサの他端と前記第１及び第２のスイ
   ッチング素子の接続中点との間に接続された共振用イン
   ダクタンス素子と、 前記インダクタンス素子に直列に接続されているか又は
   前記インダクタンス素子に電磁結合されている負荷回路
   と から成る共振型スイッチング電源回路において、前記コ
   ンデンサに並列に前記コンデンサの充電及び／又は放電
   を制御するための素子を接続したことを特徴とする共振
   型スイッチング電源回路。 〔２〕更に、前記コンデンサの他端と前記電源回路の第
   １及び第２の端子との間に前記コンデンサの電圧をクラ
   ンプするためのクランプ用素子をそれぞれ接続したこと
   を特徴とする請求項１記載の共振型スイッチング電源回
   路。 〔３〕第１及び第２の端子を有する直流電源回路と、 前記第１及び第２の端子の間に互いに直列になるように
   接続された第１及び第２のスイッチング素子と、 前記第１及び第２の端子の間に互いに直列になるように
   接続された第３及び第４のスイッチング素子と、 前記第１及び第４のスイッチング素子と前記第２及び第
   ３のスイッチング素子とを交互にオン・オフ制御するた
   めの制御回路と、 一端が前記第３及び第４のスイッチング素子の接続中点
   に接続された共振用コンデンサと、前記共振用コンデン
   サの他端と前記第１及び第２のスイッチング素子の接続
   中点との間に接続された共振用インダクタンス素子と、 前記インダクタンス素子に直列に接続されているか、又
   は前記インダクタンス素子に電磁結合されている負荷回
   路と から成る共振型スイツチング電源回路において、前記コ
   ンデンサに並列に前記コンデンサの充電及び／又は放電
   を制御するための素子を接続したことを特徴とする共振
   型スイッチング電源回路。 〔４〕更に、前記コンデンサの他端と前記電源回路の第
   １及び第２の端子との間に前記コンデンサの電圧をクラ
   ンプするためのクランプ用素子をそれぞれ接続したこと
   を特徴とする請求項３記載の共振型スイッチング電源回
   路。 〔５〕第１及び第２の端子を有する直流電源回路と、 前記第１及び第２の端子の間に互いに直列になるように
   接続された第１及び第２のスイッチング素子と、 前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
   フするための制御回路と、 前記第１及び第２の端子の間に互いに直列になるように
   接続された第１及び第２のダイオードと、前記第２のダ
   イオードに並列に接続された共振用コンデンサと、 前記第１及び第２のスイッチング素子の接続中点と前記
   第１及び第２のダイオードの接続中点との間に接続され
   た共振用インダクタンス素子と、前記インダクタンス素
   子に直列に接続されているか、又は前記インダクタンス
   素子に電磁結合されている負荷回路と から成る共振型スイッチング電源回路において、前記共
   振用コンデンサに並列に前記共振用コンデンサの充電及
   び／又は放電を制御するための素子を接続したことを特
   徴とする共振型スイッチング電源回路。 〔６〕第１及び第２の端子を有する直流電源回路と、 前記第１及び第２の端子の間に互いに直列になるように
   接続された第１及び第２のスイッチング素子と、 前記第１及び第２の端子の間に互いに直列になるように
   接続された第１及び第２のダイオードと、前記第１のス
   イッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互
   にオン・オフ制御するための制御回路と、 前記第１及び第２のダイオードに並列に接続されている
   第１及び第２のコンデンサと、 前記第１及び第２のスイッチング素子の接続中点と前記
   第１及び第２のダイオードの接続中点との間に接続され
   た共振用インダクタンス素子と、前記インダクタンス素
   子に直列に接続されているか又は前記インダクタンス素
   子に電磁結合されている負荷回路と、 前記第１及び第２のコンデンサに並列に接続された前記
   コンデンサの充電及び／又は放電を制御するための第１
   及び第２のコンデンサ制御素子とを具備した共振型スイ
   ッチング電源回路。 〔７〕第１の端子と第２の端子と前記第１及び第２の端
   子の中点電位を与える第３の端子とを有する直流電源回
   路と、 センタタップを有する１次巻線を備えているトランスと
   、 前記電源回路の前記第３の端子と前記１次巻線のセンタ
   タップとの間に接続されたインダクタンス素子とコンデ
   ンサとから成る直列共振回路と、前記第１の端子と前記
   １次巻線の一端との間に接続された第１のスイッチング
   素子と、 前記第２の端子と前記１次巻線の他端との間に接続され
   た第２のスイッチング素子と、 前記コンデンサに並列に接続された前記コンデンサの充
   電及び／又は放電を制御するための素子と から成る共振型スイッチング電源回路。