JPH02111122A - 発振器、その温度補償方法、及びトリガ可能型発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、発振器、その温度補償方法、及びトリガ可能
型発振器に関する。

［従来技術及び発明が解決しようとする課題１発振器は
、殆どの電子機器に内蔵されており、簡単なりロック発
振器から複雑な信号発生器まで多岐にわたっている。、
一般に発振器は、時間に伴つて周期的に変化する安定な
出力波形を発生し、この出力波形が信号処理回路の情報
又はタイミング信号等として用いられる。例えば、デジ
タル・オシロスコープでは、発振器の出力信号に応じて
入力信号をサンプリングする。従って、発振器の出力信
号は、出来るだけ安定性が良く、機器の環境が変化して
も周波数及び周期を一定に維持することが望ましい。

発振器の安定性に大きな影響を与える要因の１つは、温
度である。トランジスタで構成された発振器の温度が上
昇すると、発振器内のトランジスタのパラメータが変化
し、発振周波数がドリフトする原因となる。発振器の型
式によって、温度のＬ昇に伴い、実際の発振周波数は増
加したり減少したりする。温度変化に伴う発振周波数の
ドリフトを補償する従来の方法は、（１）発振器にトラ
ンジスタのベース・エミッタ間接合電圧に比例した電流
を流すことと、（２）基本的な回路構成を変更してベー
ス・エミッタ間接合電圧に対する周波数の依存性を除去
すること、という２つの方法に集約される。しかし、ど
の方法も完全に満足できるようなものではなかった。第
１の方法では部分的な補償しか出来ないのが普通であっ
たし、第２の方法では、回路が複雑になり、ＰＮＰトラ
ンジスタしか使用出来なかったので、発振器の高周波性
能が制限されていた。

また、測定に使用される発振器は、トリガされる毎に同
じ位相から発振を開始することが望ましい。例えば、発
振を常に同じ位相から開始させれば、繰り返しサンプリ
ングされる点のトリガ・ジッタを最少にすることが出来
る。従来の発振器では、トリガに応じて開始される発振
の位相は、トリガ前の発振器の位相の関数となるという
欠点があった。

従って、本発明の目的は、温度が変化しても略一定の周
波数を維持し得るように、発振周波数を微調整出来る発
振器を提供することである。

本発明の別の目的は、発振器の温度変化に対応して、発
振出力信号の周波数を一定に維持し得る温度補償方法を
提供す、ることである。

本発明の他の目的は、トリガ前の発振器の位相とは無関
係に、トリガに応じて常に所定の位相から発振を開始し
得るトリガ可能型発振器を提供することである。

［課題を解決する為の手段及び作用］ 本発明の発振器によれば、入力信号を反転する第１反転
回路手段と、これに並列接続され、信号伝播遅延時間が
より長い第２反転回路手段と、これら第１及び第２反転
回路手段の出力を加算して発振出力信号を得る加算手段
と、この加算手段の出力を上記第１及び第２回路出力の
入力端に帰還する帰還手段と、上記第１及び第２回路手
段の利得の比率を制御し、上記発振出力信号の発振周期
を制御する制御手段とを具えている。この結果、例えば
温度変化に応じて制御手段が周波数を調整することによ
り、温度変化に略無関係に一定の周波数の出力信号を発
生する発振器が得られる。

本発明によれば、制御信号に応じて発振周波数の温度特
性が制御可能な発振器の温度補償方法を提供している。

即ち、発振器の温度に比例した温度検知信号を求め、該
温度検知信号に第１係数を乗算することにより、温度上
昇につれて上記発振周波数が低下するような上記制御信
号の第１の値を求め、上記温度検知信号に第２係数を乗
算することにより、温度上昇につれて上記発振周波数が
上昇するような上記制御信号の第２の値を求め、上記制
御信号の上記第１及び第２の値より、上記発振周波数を
略一定に維持し得る第３の値を求めるという手順で構成
される。この結果、温度変化に関係な（、発振器の周波
数を略一定に維持し得る。

本発明のトリガ可能型発振器によれば、トリガ時点以前
の出力信号の状態を強制的に所定状態に維持する制御手
段を具えているので、トリガ時点から発振を開始する発
振出力信号は、発振開始の位相が上記所定状態に限定さ
れる。従って、所謂トリガ・ジッタを含まない発振出力
信号が得られる。

［実施例］ 第１図は、本発明による発振器１０の一実施例の回路図
である。この実施例では、ＶＯＵＴ及びＶＯＵＴＢから
成る差動出力信号を発生し、どちらの信号もしばしば実
際に使用される。発振器１０は、第１差動回路段１２と
これに並列接続された第２差動回路段１４を含み、これ
らの間に接続された遅延素子Ｔ１及びＩ２により伝播遅
延時間が与えられ、第１回路段１２より第２回路段を通
過する信号の方が遅れる。各回路段１２及び１４は、各
入力端に印加された差動信号を反転させ、この反転を繰
り返して発振する。各回路段１２及び１４の電流利得は
、後述するように、トランジスタＱ５及びＱ６から成る
第３回路段１５によって決まる。回路段１２及び１４の
相対利得により、発振信号の総遅延に対する各回路段の
信号遅延が決まる。回路段１２及び１４の出力信号は接
続点１６及び１８で加算され、発振信号が形成される。

従って、この信号の発振周期は、各回路段１２及び１４
の信号遅延により決まる。その後、この発振信号は、導
線２０及び２２並びに受動遅延素子Ｔ３及びＩ４を介し
て帰還され、第１及び第２回路段１２及び１４の入力端
に再印加される前にトランジスタＱ９及びＱＩＯによっ
て電圧が低下させられる。差動出力信号ＶＯＵＴ及びＶ
ＯＵＴＢは、導線２０及び２２からバッファ２４のよう
な手段を介して取り出される。

第１図の回路構成を更に詳しく見ると、第１差動回路段
１２は、能動回路で、１対のエミッタ結合型トランジス
タＱ１及びＱ２から成る差動増幅器である。同様に、第
２差動回路段１４も、１対のエミッタ結合トランジスタ
Ｑ３及びＱ４を含み、更に受動遅延素子Ｔ１及びＩ２を
含んでいる。これら遅延素子は、低域通過フィルタか或
いは信号伝播を遅延させる他の受動素子を含んでいる。

遅延された信号ＶＯＵＴＢがトランジスタＱ１及びＱ３
のベースに印加され、更に反転された信号がトランジス
タＱ１及びＱ３のコレクタから得られる。同様に、信号
ＶＯＵＴがトランジスタＱ２及びＱ４のベースに印加さ
れ、更に反転された信号がトランジスタＱ２及びＱ４の
コレクタから得られる。トランジスタＱ　、１〜Ｑ４の
各利得は、これらトランジスタのコ６レクタと帰還路２
０及ヒ２２間に接続された抵抗値の等しい抵抗器Ｒ１、
Ｒ２、Ｒ５及びＲ６によって部分的に決まる。信号■。

ＵＴＢは、トランジスタＱ１及びＱ３のコレクタから得
られるので、このＶＯＵＴＢ信号がレベル・シフトされ
てトランジスタＱ１及びＱ３のベースに帰還される。こ
のレベル・シフトは、トランジスタＱ９によるものであ
り、発振信号ＶＯＵＴＢがトランジスタＱ９のベースに
印加され、そのエミッタから出力されることにより、ダ
イオードと同様の電圧降下が生じる。同様に、トランジ
スタＱＩＯにより、信号ＶＯＵＴがレベル・シフトされ
てトランジスタＱ２及びＱ４のベースに帰還される。ト
ランジスタＱ９及びＱＩＯは、定電流Ｉ３及びＩ４によ
るバイアス電流の為、能動動作領域に維持されている。

この実施例の遅延素子Ｔ３及びＩ４は、所定の伝播遅延
時間を有する従来の結合型ストリップ伝送線路を含んで
いる。これら遅延素子Ｔ３及びＩ４は、受動素子であっ
て、遅延時間が比較的温度の影響を受けない。これら遅
延素子の遅延時間は、発振器１０の総遅延時間の大部分
を占めている。差動回路段１２及び１４の遅延時間差は
、後述するように、発振器１０の温度に起因するドリフ
トを補償し得るのに十分な程度だけあれば良い。

各差動回路段１２及び１４の利得は、第３回路段１５の
如き遅延可変手段によって決まる。回路段１５は、発振
器１０の温度変化に応じて発振周期を略一定に維持する
ように、各回路段１２及び１４に供給する電流を変化さ
せる。この第３回路段１５は、１対のエミッタ結合トラ
ンジスタＱ５及びＱ６を含み、これらのトランジスタの
直流コレクタ電流が回路段１２及び１４のバイアス電流
となるので、この第３回路段１５により、抵抗器Ｒ１及
びＲ２に夫々生じる回路段１２及び１４の出力電圧の値
が制御される。これらバイアス電流エ５及びＩ６の和は
、定電流Ｉ７である。電流■５及びＩ６の値は、第１図
の電圧源ｖＳ１により制御される。この電圧源ＶＳＩは
、１対の制御電圧ＶＣＯＮ及びＶＣＯＮＢをトランジス
タＱ５及びＱ６のベースに夫々印加する。

第２ａ図乃至第２ｃ図は、電流■５及びＩ６の相対的な
値によって、総遅延時間に対する各回路段１２及び１４
の遅延がどのように変化するかを示している。第２ａ図
では、制御電圧ＶＣＯＮ及びＶＣＯＮＢが等しく、トラ
ンジスタＱ１及びＱ３のコレクタ電流ＩＱＩ及びＩＱ３
の値は、電流■５及び■６に夫々比例しており、互いに
等しくなっている。電流ＩＴＩは、これら２つの電流の
和であり、この電流ＩＴＩが増加すると、抵抗器Ｒ１の
両端電圧が増加し、電圧ＶＯＵＴは低下する。ＩＴＩ（
７）遅延時間ｔ２は、ＩＴＩがＶＯＵＴを反転させるレ
ベルに達するまでの時間であり、この遅延時間に２つの
回路段１２及び１４は同等に寄与している。第２ｂ図は
、遅延時間が最少値ｔ１になったときの状態を示してい
る。この時、ＶＣＯＮはＶＣＯＮＢを超え、ＩＱＩ（７
）値がＩＱ３の値を超えている。この伝播遅延ｔ１が、
第２ａ図の伝播遅延ｔ２より短いのは、遅延が回路段１
２による影響をより大きく受けているからである。第２
ｃ図は、伝播遅延が最大になったときの状態を示してい
る。この時、ＶＣＯＮＢがＶＣＯＮを超えているので、
ＩＱ３の値がＩＱＩより大きくなっている。伝播遅延ｔ
３が第２ｂ図の遅延ｔ２より長くなっているのは、遅延
が回路段１４の影響をより強く受けているからである。

この結果、制御電圧ＶＣＯＮ及びＶＣＯＮＢの値を相対
的に変化させることにより、発振器１０の温度変化に起
因する周波数のドリフトを補償するように、発振信号の
周期を調整することが出来る。

第３図は、制御電圧ＶＣＯＮ及びＶＣＯＮＢを発生する
電圧源ｖＳ１の構成を表すブロック図である。発振器１
ｏに接して温度センサ３６が接続されており、発振器１
ｏの温度が検出される。集積回路の実施例では、温度セ
ンサ３６及び発振器１０は同一のシリコン基板上に設け
られる。温度センサ３６は、実際の温度と基準温度との
差に比例した値Ｋ（Ｔ−ＴＲＥＦ）を有するアナログ電
圧ＶＣＯＮを発生するトランスデユーサである。電し ３８にも入力される。即ち、可変利得増幅器３８は、Ｖ
ＣＯＮの値にデジタル値Ｋｐを乗算する。

尚、このデジタル値Ｋｐは従来のＭＰＵ　（マイクロ・
プロセッサ）４ｏから供給される。可変利得増幅器３８
の出力電圧は、ＭＰＵ４０よりＤＡＣ（デジタル・アナ
ログ変換器）４４を介して供給されたオフセット電圧Ｖ
ＭＩＤから減算器４２により減算される。減算器４２の
出力電圧は、ＭＰＵ制御のスイッチ４６を介してＶＣＯ
ＮＢとして発振器１０に供給される。後述する理由によ
り、スイッチ４６を第３図の位置から切り換えてＶＣＯ
ＮＢをＶＣＯＮに等しくさせるようにしても良い。ＭＰ
Ｕ４０は図示されているように、導線４１を介してＶＣ
ＯＮＢを監視している。

第４図は、ＭＰＵ４０がＫｐ及びＶＭＩＤの値を決める
ときに実行する処理手順を示す流れ図である。ＭＰＵ４
０は、これらの値を調整することにより、温度変化に伴
ってＶＣＯＮ及びＶＣＯＮＢ間の電位差を調整し、発振
信号の周期を略一定に維持する。ＶＣＯＮ及びＶＣＯＮ
Ｂ間の電位差を次式に従って調整することにより、温度
補償を直線的に実行し得る。

ＶＣＯＮ−ＶＣＯＮＢ ＝　（１＋ＫＩ））Ｋ　（Ｔ−ＴＲＥＦ）−ＶＭＩＤこ
の式は、第３図に示すようにスイッチ４６が設定された
状態から導くことが出来る。

先ず、発振器１０が一定の温度になるまで待った後、ス
テップ４８において、Ｋｐの値を最小値に設定し、ＶＣ
ＯＮ＝ＶＣＯＮＢ（７）ときのＶＭＩＤの値（即ち、最
小値ＶＭＩＤＭＩＮ）を計算する。次のステップ５０で
は、Ｋｐの値を最大値に設定し、ＶＣＯＮ＝ＶＣＯＮＢ
のときの７ＭＩＤの値（即ち、最大値ＶＭＩＤＭＡＸ）
を計算する。

その後、ステップ５２では、発振器１０への電力供給を
十分な時間だけ停止してから再度電力を供給し、発振器
１ｏに熱的遷移を発生させる。この熱的遷移中、発振周
波数は、時間の関数として変化する。ＭＰＵ４０は、所
定の間隔で、最初Ｋｐ及びＶＭＩＤの値を最小値に設定
した後、それらを最大値に設定することにより、夫々の
状態の周波数を測定する。第５ａ図は、このステップ５
２の測定結果の一例を示している。発振器１０の周波数
ｆは、Ｋｐが最小値の時には時間の経過（即ち、温度の
上昇）に伴って減少し、Ｋｐが最大値の時には時間の経
過（温度上昇）に伴って増加する。第５ａ図に示されて
いるように、周波数の変化率は略直線的である。その後
、ステップ５４では、第５ｂ図に示されているように、
発振周波数の変化をゼロにするようなＫｐの最適値ＫＰ
ＯＰＴが計算される。ＶＭＩＤの値は上述のようにオフ
セットであり、ステップ５６では、このＶＭＩＤの値を
ＭＰＵ４０が最適値に調整することにより、発振器の実
際の周波数が一定に維持される。

上述の手順は、Ｋｐの最大値及び最小値並びにＶＭＩＤ
の最大値及び最小値を計算する為に最初に一度だけ実行
すれば良い。しかし、発振器１０の温度環境の変化に応
じて、ＭＰＵ４０はＫｐの新しい値を周期的に計算する
ようにプログラムされている。

集積回路化された発振器の場合、温度の上昇に伴って発
振周波数は減少する傾向がある。これに応じて、第３回
路段１５は、上述の式によってＶＣＯＮＢに比べＶＣＯ
Ｎの値を増加させる。このＶＣＯＮの値の増加により、
第２ｂ図に示されているように、トランジスタＱ１の出
力電流がトランジスタＱ３の出力電流を超える。この結
果、発振器１０の伝播遅延が減少し、温度に起因する発
振周波数の低下が補償される。他方、温度の低下により
発振周波数が上昇した場合には、第２Ｃ図に示されてい
るように、ＶＣＯＮに比べＶＣＯＮＢを上昇させてＩＱ
３がＩＱＩを超え、発振器の伝播遅延が増加されて、温
度の低下に起因する周波数の上昇が補償される。

再び第１図に戻ると、トリガ時点以前の発振器の位相と
は関係なく、予め定めた位相でトリガ時点に発振を開始
する為の手段が設けられている。

第１図の実施例では、電圧源ＶＳ２によって制御される
１対のエミッタ結合トランジスタＱ７及びＱ８がその為
の手段である。第３図の実施例では、＝圧ｉｖ　Ｓ　２
は、オシロスコープ等の試験機器に使用されている周知
の制御パルス発生器５８を表している。第１図の電圧源
ＶＳ２（第３図の制御パルス発生器５８）が発生する電
圧信号ＧＩＮＢ及びＧＩＮは、夫々トランジスタＱ７及
びＱ８のベースに印加される。トランジスタ対Ｑ７及び
Ｑ８は定電流源１１によってバイアスされている。

電流源Ｉ２は、発振器が再始動するときの遷移時間を最
小にし、発振器の位相を安定化する為の最小電流を回路
段１２及び１４に供給する。トランジスタＱ７及びＱ８
のコレクタ電流Ｉ７及びＩ８は、ＧＩＮＢ及びＧＩＮの
２つの信号により制御される。ＧＩＮの値がＧＩＮＢに
比較して増加すると、トランジスタＱ７よりもＱ８によ
り大きな電流が流れる。回路段１２及び１４を流れてい
た電流の殆どが回路段１２及び１４からトランジスタＱ
８にバイパスされる。、これにより、発振器１０の発振
動作が停止され、ＶＯＵＴは低電位レベルにＶＯＵＴＢ
は高電位レベルに強制的に維持される。この停止状態の
位相は、発振器１０がトリガされる以前の出力信号の位
相とは無関係に維持される。ＧＩＮ及びＧＩＮＢの電圧
値の関係が逆転すると、発振器１０は、この停止状態の
所定の位相から発振を開始する。

第６図は、制御パルス発生器５８からの制御パルス信号
ＧＩＮＢ及びＧＩＮと、発振器１０の出力信号ＶＯＵＴ
及びＶＯＵＴＢの関係を示す波形図である。制御パルス
発生器５８から制御パルス（Ｇ　Ｉ　Ｎ及びＧＩＮＢ）
が発振器１０に印加されている期間中は、ＶＯＵＴ及び
ＶＯＵＴＢの両信号は、共に所定の位相に維持されてい
る。この制御パルスの停止時点（即ち、トリガ時点）で
、この所定位相からＶＯＵＴ及びＶＯＵＴＢの発振が再
開される。再発振信号の再発振開始の位相が−定なので
、所謂トリガ・ジッタの発生はなくなり、この発振信号
をサンプリング信号等に好適に利用し得る。

ス）ＩＪツブ伝送線路の遅延素子Ｔ３及びＴ４の両端間
の発振を減衰させる為に、これらの素子の両端は、抵抗
器Ｒ１及びＲ５並びにＲ２及びＲ６によって夫々終端さ
れている。この終端により、新たなトリガ時点から、迅
速に発振器の動作を回復させることが出来る。

以上本発明の好適実施例について説明したが、本発明は
ここに説明した実施例のみに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱することなく必要に応じて種々の変
形及び変更を実施し得ることは当業者には明らかである
。例えば、第１図の実施例では第１及び第２回路段とし
て差動回路段を用いたが、出力信号として差動出力が必
要でなければ、特に差動回路段を使う必要はなく、単に
反転回路段にしても良い。

［発明の効果］ 本発明の発振器によれば、信号伝播遅延の異なる２つの
反転回路手段を並列接続し、これらの回路手段の利得を
相対的に調整することにより発振周期（周波数）を微調
整し得る。従って、例えば、発振器の温度変化に応じて
２つの反転回路手段の利得を相対的に制御すれば、温度
変化とは無関係に発振周期を一定に維持し得る。また、
本発明による、発振器の温度補償方法では、発振器の温
度を検出することにより発振出力信号の周期を温度変化
に対して一定に維持し得るので、異なる温度環境の下で
も発振器の周波数を常に一定に維持し得る。更に、本発
明のトリガ可能型発振器では、トリガ時点以前の発振出
力信号の状態を強制的に所定状態に維持し、トリガ時点
にその状態から発振を開始することにより、常に所定の
状態から発振を開始し得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る一実施例の回路図、第２ａ図乃
至第２ｃ図は、第１図の回路の伝播遅延の各状態を説明
するための図、第３図は、本発明に係る他の実施例のブ
ロック図、第４図は、本発明による温度補償方法の一実
施例を示す流れ図、第５ａ図及び第５ｂ図は、第４図の
方法を説明する為の周波数変化を表す図、第６図は、第
１図及び第３図に於ける制御／Ｙルス信号と発振器の出
力信号との関係を示す波形図である。 １２：第１回路手段 １４：第２回路手段（ＴＩ及びＴ２を含む）１５：制御
手段 １６及び１８：加算手段 ２０、・Ｔ３、Ｔ４、Ｑ９及びＱ１０：帰還手段特許出
願人　ソニー・テクトロニクス株式会社ＦＩＧ、　３ ＧＩＮ日 ＦＩＧ、４ ＦＩＧ、６ 手続補正書（絋） 平成１年１１月　７日 平成１年特許願第１０９０３６号 ２、発明の名称 発振器、その温度補償方法、及びトリガ可能（１）明細
書中、第２０ページ第１７行〜第１８行の［第２ａ図乃
至第２Ｃ図」を「第２図」と訂正する。 （２）図面の第２ａ図乃至第２Ｃ図を別紙のとおり訂正
する。　（内容に変更なし） −以上− 東京部品用区北品用５丁目９番３１号 電話　　　０３−４４８−４６４７ 平成１年７月２５日（発進口） ５、補正の対象 明細書の図面の簡単な説明の欄及び図面６、補正の内容

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号の状態を反転する第１反転回路手段と、 該反転回路手段に並列接続され、上記第１反転回路手段
   より長い伝播遅延時間を有する第２反転回路手段と、 上記第１及び第２反転回路手段の出力信号を加算して発
   振出力信号を得る加算手段と、 該加算手段の出力信号を上記第１及び第２反転回路手段
   に帰還する帰還手段と、 上記第１及び第２反転回路手段の利得の比率を調整し、
   上記発振出力信号の発振周期を制御する制御手段とを具
   えることを特徴とする発振器。
2. （２）制御信号に応じて発振周波数の温度特性が制御可
   能な発振器の温度補償方法であって、上記発振器の温度
   に比例した温度検知信号を求め、 該温度検知信号に第１係数を乗算することにより、温度
   上昇につれて上記発振周波数が低下するような上記制御
   信号の第１の値を求め、 上記温度検知信号に第２係数を乗算することにより、温
   度上昇につれて上記発振周波数が上昇するような上記制
   御信号の第２の値を求め、 上記制御信号の上記第１及び第２の値より、上記発振周
   波数を略一定に維持し得る第３の値を求めることを特徴
   とする発振器の温度補償方法。
3. （３）トリガ時点から発振を開始するトリガ可能型発振
   器において、 トリガ時点以前の出力信号の状態を強制的に所定状態に
   維持する制御手段を具え、 上記トリガ時点に、上記所定状態から発振を開始するこ
   とを特徴とするトリガ可能型発振器。