JPH02114400A - 検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、速度等を情報を検出する検出装置に関し、
特に外部電源からの電源供給により動作するセンサ又は
検出器を含む検出装置に関するものである。さらに、本
発明は車両の車輪速等の速度検出に適したセンサに関す
るものである。

［従来の技術］ 現象及び状態等を検出し、表示するために種々のセンサ
又は検出器（以下、単に「センサ」と称する）が用いら
れている。センサによって検出される検出対象となる現
象、状態は、広汎、多岐にわたっており、これに応じて
非常に多くの種類のセンサが用いられている。センサの
なかには、検出した現象、状態等を電気信号に変換して
出力する出力形式をもつものがある。

電気的特性の出力信号を発生する種々のセンサの中には
、現象、状態の検出結果のみを示す電気信号を発生する
ものがある。この種のセンサは一般に電気化学的なもの
であるか、または電気信号を発生させるためバイメタル
を使ったもの、また更には信号電位を発生させるため磁
気作用を用いるものである。一方、別のタイプのセンサ
では、基本的出力信号を得るために、少なくとも、ある
能動的な電子回路部分を必要とし、よって、センサの内
部回路部分へ供給するために外部からの電源又は電圧の
供給を必要とする。

典型的なものとして、外部電源を必要とする回路部分を
有するセンサの場合には、次段のセンサ出力を使用する
装置又は負荷に当該センサを連結するため三本の導線又
はワイヤを必要とする。その中の一本のワイヤは動作電
位をセンサに供給するものであり、別のワイヤは、セン
サから負荷又は装置に出力信号を伝達するためのもので
ある。

第三のワイヤは動作電位及びセンサの出力信号に対する
基準電位を供給する。

［発明の解決しようとする課題］ 上述したように、この種のセンサの適用においては。、
外的電力の供給を要するものがあり、この場合、センサ
とセンサの出力信号を使用する回路などの間の連結には
三本のワイヤを配線することが必要となるが、三本のワ
イヤを配設するための空間が極めて小さく制限を受ける
ことが多いのが現状である。またその上、ワイヤの場合
には、センサとセンサ出力を使用する回路、各回路間に
は多くの導体を接続しなければならないため、配線が複
雑となる難点を有していた。なお、更に各ワイヤとその
関連のコネクタ端子のコストはセンサシステム全体で考
えた場合にコストの大きな部分を占めることになる。

そこで、本発明の基本的目的は、一つのセンサに必要な
外部電力源との接続、及びセンサ出力を使用する回路と
センサを連結するために必要な導体の本数を減少するこ
とにある。

本発明のもう一つの目的は、一つのセンサ、特に速度セ
ンサであって、さらに改良された電源供給用回路部分と
、センサ出力からセンサ出力を使用する回路に供給する
出力回路を有するセンサを提供しようとするものである
。

［課題を解決するための手段］ 上記及び上記以外の目的を達成するために、本発明によ
れば、センサ又は検出器等で構成した検出要素を含む検
出回路と、該検出回路に外部接続され検出回路の検出出
力を処理する信号処理回路に検出出力するように構成さ
れ、前記検出回路は所定の定電圧源からの電圧調整され
た動作電位と基準電位の供給により動作する少なくとも
一つの活性素子と、前期信号処理回路に検出出力を供給
するための出力回路を有する検出装置において、前記検
出回路は、前記信号処理回路の電源電位供給源と基準電
位供給源に接続される第一及び第二の端子を有し、該第
一及び第二の端子を介して前記電源電位供給源の電源電
位と前記基準電位供給源のより供給を受けるように構成
されており、前記出力回路は、前記第一の端子に接続さ
れ、前記第一の端子を介して前記検出出力を前記信号処
理回路に供給するように構成されており、前記検出回路
には、前記第一及び第二の端子を介して前記電源電位と
前記基準電位の供給を受けて電圧調整された動作電位を
供給するための動作電位供給手段が設けられていること
を特徴とする検出装置が提供される。

なお、上記の構成において、前記信号処理回路は、第一
及び第二の端子を有し、前記検出回路の前記第一及び第
二の端子とがそれぞれ電気的に接続されており、前記信
号処理回路には前記第一の端子に接続されたインピーダ
ンス手段と信号処理手段が設けられており、前記インピ
ーダンス手段は、電源に接続されて未調整の電源電位の
供給を受けるように構成され、前記信号処理手段は前記
検出釦回路から供給される前記検出出力を受けるように
構成することも可能である。また、前記出力回路は、パ
ワーバッファを有し、該パワーバッファは半導体で構成
されており、該半導体は、前記基準電位と前記電源電位
と前記第一の端子を介して接続されており、前記検出回
路によって発生される制御信号に応じて前記第一の端子
に検出出力を供給するように構成することも出来る。さ
らに、前記半導体は上記制御信号が供給されるベースを
有するバイポーラトランジスタで構成されるとともに、
分流手段を有しており、該分流手段は未調整の電源電位
に対し、前記検出回路部分の電力上昇中に上記トランジ
スタの導通動作を不能とするように構成してもよい。

［実　施　例］ 以下に、本発明の好適実施例を添付する図面を参照しな
がら説明する。図示の実施例はおいては、センサは、車
両用のアンデスキッド制御装置に用いられる車輪速セン
サとして用いられているが、本発明のセンサの用途は、
これに限定されるものではなく外部電源を用いるととも
に、出力信号を外部接続された装置、回路等に出力する
いがなるセンサにも適用可能である。

第１甲は、本発明のセンサの好適実施例を示すダイヤグ
ラムであり、アンデスキッド制御用の車輪速センサとし
て用いるために、センサ１ｏは、車輪と同期回転するデ
ィスクロータ１２に隣接して配設される。図示の例にお
いて、ディスクロータ１２は車輪の回転にともなって矢
印方向に回転する。ディスクロータ１２には、複数の金
属製ピン又は突出歯等の突出子１４が、周縁部に設けら
れており、これらの突出子がセンサ１０によって検出さ
れる構成となっている。

図示の実施例においては、ディスクロータ１２に形成さ
れる突出子１４は、ディスクロータの周縁部に配設され
る突出歯で構成されており、隣接する突出歯間に空間部
又はスロット１５を形成している。隣接する突出歯１４
間のピッチθはディスクロータ１２の全周にわたって一
定となっている。センサＩＯには、一対の検出コイルＬ
、、　ｔ、＊が設けられており、これらの検出コイルは
センサの物理的検出部材として機能し、ディスクロータ
１２と直接作用する。この検出コイルし３、Ｌ、は、デ
ィスクロータ１２の突出歯１４の移動経路に対して回転
方向に相互にオフセットして配設されており、そのオフ
セット量は、ディスクロータ１２の各突出歯１４とそれ
ぞれ異なる角度位置で対向して信号を変化するように構
成されており、従って、それぞれの出力波形に位相差を
生じるものとなっている。センサｌＯは、検出コイルＬ
＋、Ｌｔに加えて、位相検出用発振回路２０と、回転検
出回路２２と、位相状態検出器２４′とヒステリシス制
御回路８０を有している。第１図において、位相状態検
出器２４′は、破線によって示す電圧調整と出力回路部
分２８°を有している。

センサｌＯの位相検出発振回路２０には、閉ループを構
成する検出コイルＬ１と、コンデンサーＣ７、Ｃ３、抵
抗器Ｒ１、コンパレーター９１によって発信器が形成さ
れている。コンパレータ９１は、検出コイルＬ１によっ
て発生される正弦波形の信号を二値化して、二値化信号
５ＩＧＡを発生する。

一方、回転検出回路２２は、コイルし２、コンデンサー
０４とＣ６、抵抗器Ｒｔとコバレータ−９２を有してい
る。回転検出回路２２は、位相検出発振回路２０により
駆動され、検出コイルＬｔの発生する正弦波信号を二値
化信号５ＩＧＢに変換して出力する。二値化信号５ＩＧ
Ａ、５ＩＧＨは、位相状態検出器２４中のＤ−７リツプ
フロツブ５０の入力端子Ｃ，Ｄにそれぞれ連結されてい
る。

ディスクロータ１２の各角度位置が二値化信号５ＩＧＢ
の信号位相が二値化信号５ＩＧＡの信号位相に対して進
んでいるか否かにより、フリップフロップ５０の出力Ｑ
の値はＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルに変化する。二値
化信号５ＩＧＡと５ＩＧＨ間の位相関係が逆転変化する
時に、フリップフロップ５０の出力Ｑのレベルが変化す
る。その出力Ｑのレベル変化、または、少なくともＬＯ
ＷレベルからＨＩＧＨレベルへのレベル変化により、セ
ンサ１０の出力として出力される基準信号の基準値が決
定される。ヒステリシス回路８０は抵抗器Ｒ６とダイオ
ードＣＲｓにより構成され、所望のヒステリシスを得る
ためフリップフロップ５０の出力端子Ｑと、位相検出発
信回路２０又は回転検出回路２２のいずれか一方の間と
接続されている。

コンパレータ９１と９２及びフリップ、フロップ５０を
含むセンサ１０の各回路要素は、接地電位等の基準電位
と、例えば＋５ｖの動作電位とに接続する必要がある。

これらの作動要素は０ＭＯ８装置を用いることもでき、
動作電位のある程度の変動を許容出来るが、動作電位を
電圧調整により一定に保持する調節するのが好ましい。

電圧調整及び出力回路２８′から供給される＋５ｖで一
定のの動作電位は、以下に述べる方法で導線７０上に供
給される。一方、フリップフロップ５０のＱ出力は、出
力回路２８°に接続された導線７２に供給される。フリ
ップフロップ５０からの出力されるＱ出力信号は、出力
回路２８′で処理されて、回路７５に供給される。セン
サｌＯの出力信号は、回路７５によってさらに調整され
、アンチスキッド制御等の制御動作に用いられる。なお
、以下の説明において、回路７５は、アンチスキッド制
御を行うために車輪速演算、車輪加減速度の演算、スリ
ップ率の演算等をおこなうアンチスキッド制御回路とし
て説明するが、センサがアンチスキッド制御以外の制御
、又は処理に用いられる場合には回路７５はが他の処理
を行うものである。

なお、後者の場合、当然のことながら、回路７５におけ
るセンサ信号の処理も異なったものとなる。

本発明に関し、電圧調整及び出力回路２８′及び本実施
例に関してのアンチスキッド制御回路７５のセンサの出
力回路に対応する入力回路部分の一実施例を第２図を用
いて説明する。

フリップフロップ５０から導線７２に供給されるＱ出力
信号は、上述したようにＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベル
の間で変化する。このフリップフロップのＱ出力の変動
によって、アンチスキッド制御回路７５に所要の情報を
供給する。センサｌＯとアンチスキッド制御回路７５間
の信号伝達は、センサ１０側の端子７６．７７及びアン
チスキッド制御回路７５側の端子７８．７９間に接続さ
れる信号線７３．７４でのみを通じて行われる。これら
の信号線７３．７４としては、種々の導体を用いること
が出来るが、通常は長さ数フィート程度の一対の絶縁線
で構成する。図示の実施例においては、信号線７３は端
子７６．７８間を接続しており、一方、信号線７４は端
子７７．７９間を接続している。なお、当然のことなが
ら、各端子とそれぞれの信号線は一体型ユニットとなる
ようにすることができる。端子７６．７７は、アンチス
キッド制御回路のような他の外部接続される回路部分に
対しセンサ１０から唯一の電気接続点となる。センサ１
０からアンチスキッド制御回路７５への出力信号は通常
、信号線７３を通じて端子７６から７８へと転送される
。同様に、ライン７０に供給する調整された電圧を発生
するための電源は、アンチスキッド制御回路７５から電
圧調整回路部分２８に端子７６．７８及び信号線７３供
給される。第２図に示すように、接地電位のような基準
電位はアンチスキッド制御回路７５より端子７７．７９
及び信号線７４を介して供給される。

センサｌＯの端子７７に供給された基準電位は接地レベ
ルを基準電位として使用するセンサの他の回路部分にも
供給される。　アンチスキッド制御回路７５について簡
単に述べると、端子７８にはセンサｌＯのからの出力信
号が人力されるとともに、センサ１０への電源供給にも
用いられる。端子７８は、増巾器８１．フリップフロッ
プ、０ＭＯ８及び／又はＴＴＬロジックまたは人力バッ
ファ回路に接続され、これらの回路によりセンサの出力
信号の初期信号処理が行われる。端子７８は、負荷抵抗
ＲＬとして示されたインピーダンスとも連結し、その他
端は＋＋３Ｖの直流電源に接続されている。その直流電
源より供給される電源電圧は、電圧調整されておらず、
センサ１０には直接接続されず、アンチスキッド制御回
路に接続されている。

センサ１０の回路部分のついてさらに説明すれば、フリ
ップフロップ５０からライン７２に供給される信号は、
出力回路２８′の信号調整器へと送られる。この信号調
整器８２は、この好ましくはライン７２に供給されるＱ
出力のレベル変化に応じてデジタルパルスへ変換するた
めのものが好ましく、更にはフリップフロップ５０と端
子７６．７７間のパワーバッファとして機能するものが
好ましい。信号調整器８２には、必要な機能を持たせる
ため各種の０ＭＯ５及び／又は、ＴＴＬ半導体素子を用
いることができるが、本実施例・においては信号調整器
８２のとしてここでは、ＮＭＯＳ電界効果型トランジス
タＱＩＯの単一素子を用いている。ライン７２の信号に
よっては直接又は間接的に、トランジスタＱＩＯの動作
がコントロールされる。これは適正な出力信号を得るた
めである。トランジスタＱＩＯのドレインは、端子７６
に連結される。５■のツェナーダイオードＣＲ１１は、
基準電位と端子７６間に連結されると共にトランジスタ
ＱＩＯのドレインへら連結されている。ツェナーダイオ
ードＣＲＩＩは、アンチスキッド制御回路の抵抗器ＲＬ
の上端部への供給電圧が＋３Ｖとなった場合にも、端子
７６に現れる電圧■ｏが５ｖをこえないように、端子電
圧を制御する。このように、このツェナーダイオードＣ
ＲＩｌと、抵抗器ＲＬの組合せにより、端子７６に現れ
る電源電圧が実施例に示したように５ｖをこえないこと
を保証しているのである。

しかし、第３図にに示すように、トランジスタＱＩＯの
ゲートがフリップフロップ５０からの制御信号により、
導通ずると、通常抵抗器ＲＬに流れている電流よりも大
きな電流ＩＬが流れ、このため端子７６．７８間の電圧
がトランジスタが非導通状態の場合の実質的に５■の電
源電位より低い電位にに低下することになる。実際、ト
ランジスタＱＩＯが抵インピーダンスのときには端子７
６．７８間の電圧■。は、基準電位近くまで低下する。

かようにして、この信号はセンサーＩＯからの出力とな
って、アンチスキッド制御回路７５の増巾器８１へ入力
信号として供給される。

ライン７０への供給電源の電圧を＋５■に保持するため
に、センサ１０の残りの回路部分に供給される電源は電
圧調整されているか、若しくは端子に供給される電源電
圧がほぼ０■まで低下してら端子７６に現れる電源電圧
が実質的に影響を受けないようにされる。このため、ダ
イオードＣＲ１２と蓄電型コ、ンデンサＣ２０により、
単純な電圧調整回路を構成することが出来る。ダイオー
ドＣＲ１２のアノードは端子７６に接続されており、カ
ソードは、コンデンサ２０の一方の端子に接続されてい
る。コンデンサ２０の他方の端子は、基準電位に接続さ
れている。＋５ｖに調整された供給電圧は、ダイオード
ＣＲ１２とコンデンサー０２０間の接合点で得られる。

この形式の電圧調整供給回路は、トランジスタＱＩＯの
０Ｎ１０ＦＦの周期が第３図に示すように非常に短い周
期となっているので、本実施例の車輪速センサｌＯにお
いては効率的である。トランジスターＱＩＯが非導通状
態となっている間、ツェナーダイオードＣＲＩＩによっ
て決められた５ｖの電源電位は、そのレベルまでコンデ
ンサーＣ２０の充電に寄与している。トランジスタＱＩ
Ｏが導通している間、ダイオードＣＲ１２は、トランジ
スターＱＩＯを通じコンデンサー〇２０の放電を防止す
るように、作用する。トランジスタのＯＮ１０　Ｆ　Ｆ
の周期（デユーティサイクル）又は導通時間Ｔ。Ｈの非
導通時間ＴＯＦＦの比率割合が比較的小さいとすれば、
ライン７０上の５ｖのレベルは維持される。ロータディ
スク１２の速度増加によって非導通時間Ｔ。。

、の導通時間Ｔ。Ｈに対する比率は減少するが、コンデ
ンサＣ２０の値を、予期される最大速度の状態に順応す
るような値に選定される。例えば、本実施例においては
、コンデンサＣ２０は０．２μＦの値とすればよい。第
４図によれば、第２図に代るものとして、電圧調整と出
力回路部分２８″が示されている。アンチスキッド制御
回路７５に関しては、第２図の実施例と同様である。し
かし負荷抵抗ＲＬの値は出力回路２８″によっては異る
。この例では、ＲＬはＩＫΩである。

点線で示されたブロック内には、更にＤ−フリップフロ
ップ８４があり、このフリップフロップ８４のＣ−入力
端子にはフリップフロップ５０のＱ出力が入力されてい
る。フリップフロップ８４のＤ−入力端子には調整電圧
＋５ｖが供給されており、Ｃ−入力端子に対する人力信
号がＬＯＷレベルからＨＩ　Ｇ　Ｈレベルに立ち上がる
ときに、フリップフロップ８４のＱ出力がＨＩ　Ｇ　Ｈ
レベルに立ち上がるようになっている。二値化信号５Ｉ
ＧＡはライン８５を通じてフリップフロップ８４の人力
Ｒに供給されており、二値化信号５ＩＧＡがＬＯＷレベ
ルに立ち下がるときにフリップフロップ８４のＱ出力が
ＬＯＷレベルに立ち下がるように構成されている。二値
化信号は、例えば、２０ＫＨ２の高い周波数でＨＩ　Ｇ
Ｈ／ＬＯＷにレベルを変化するが、フリップフロップ５
０のＱ出力は、この二値化信号５ＩＧＡの変化周波数に
対して、ディスクロータの回転速度に応じてはるか低い
周波数でＨｌにＨ／ＬＯＷにレベルを変化させる。従っ
て、フリップフロップ８４のＱ出力波形は、約０゜０３
　ｍ　Ｓ以下の比較的短いパルスとなって現れる。

フリップフロップ８４は、フリップフロップ５０と同様
に、ＣＭＯＳ回路部分を有し又、第２図の信号調整器８
２を示した点線内の回路部分を有してもよい。

・第５Ａ図は、フリップフロップ５０のＱ出力のテスト
ポイントＴＰ６に現れる波形を示したものであり、第５
Ｂ図は、フリップフロップ８４のＱ出力のテストポイン
トＴＰＩＯに現れるパルス状波形を示したものである。

前述したように、フリップ７０ツブ５０の出力ＱがＬＯ
ＷレベルからＨＩＧＨレベルに立ち上がるときが、セン
サｌＯからの出力信号の出力タイミングとなる。。なお
、テストポイントＴＰＩＯにおけるパルスが車輪速に一
致したものとなる。

パワーを緩衝するため、フリップフロップ８４テストポ
イントＴＰＩＯに供給されるＱ出力信号はバイポーラ形
トランジスタＱｌ１等の半導体スイッチを通して端子７
６に接続されている。トランジスタＱｌｌは、少なくと
もその作用においては第２図のトランジスタ（ＰＥＴ）
Ｑｌ　０に対応するものである。トランジスタＱｌｌの
エミッタは接地され、コレクタは電流制限抵抗器ＲＩ２
を通して端子７６に接続される。電流制限抵抗器Ｒ１２
は１００程度のものでよい。フリップフロップ８４より
、テストポイントＴＰＩＯを介して供給されるＱ出力は
、電流制限抵抗器ＲＩＯで制限され、トランジスタＱ１
１のベースに供給される。

更に抵抗ｎｕ１１はトランジスタＱ１１と接地間に接続
されている。これは＋５ｖの動作電位がまだ一定状態に
達してないパワーアップ中において、そのトランジスタ
ーを非導通状態にしておくためである。

このように抵抗Ｒ１１に備えられているような電流分路
がないときは、バイポーラトランジスタＱｌｌはコレク
タ電位が数Ｖとなったときに導通状態となって、ベース
にランダム又は規則的に最初のパルスが発生するおそれ
がある。このように、僅か数Ｖのコレクタ電位でトラン
ジスタＱｌｌが導通すると、調整電圧が安定レベルに到
達しなくなり、従って、出力も安定レベルより低い電位
となる。しかし乍ら、抵抗器Ｒ１１及びＲＩＯの抵抗値
を適当な値に設定すれば、トランジスタのベース゛をパ
ワーアップ時間の間に接地することで電流を分岐するこ
とが可能である。なお、図示の実施例においては、抵抗
器ＲＩＯは７．５にΩ、抵抗器Ｒ１１は４．３にΩであ
る。これらの値は、動作電位が一定又はそれに近い状態
になれば、トランジスタＱｌｌを作動させるために充分
なベース電流を与える。

第５Ｃ図を参照すると、第５Ｂ図に示したようにテスト
ポイントＴＰＩＯにおけるパルスがプラスに立ち上がる
毎に、通常非導通トランジスタＱ１１は導通状態となる
。トランジスタＱｌｌが非導通状態となっており、非導
通時間の割合の大きい場合、以下に述べる定電力供給回
路部分に供給するため、アンチスキッド制御回路７５の
負荷Ｒ１に流れる電流Ｉは小さくなる。一方、トランジ
スタＱｌｌが導通しているときは、抵抗器ＲＬ％ＲＩ　
２及び低インピーダンストランジスタを含む、低インピ
ーダンス回路に流れる電流Ｉは大きく増加する。第５Ｃ
図は、トランジスタＱｌｌのコレクタに接続されたテス
トポイントＴＰＩＩに現れる信号と同様に端子７６の信
号を示したしのである。トランジスタＱｌｌが導通して
ない時間中は、電流■はわずか約３ｍＡ程度であり、端
子７６に現れる電源電位は約１３Ｖ−３Ｖ＝　１０Ｖと
なる。

これに対して、トランジスタＱｌｌが導通しているとき
は、端子７６の電圧は、はぼＯ■に低下する。第５Ｃ図
に示したこの信号は端子７６から導体７３を通じてアン
チスキッド制御回路７５の端子７８から増巾器８１に供
給される。第４図に示す、電圧調整回路部分は、第２図
のものとは異るが、機能的には同じものである。前述の
如く、ダイオードＣＩ（１２はそのアノードが端子７６
に、カソードは電圧調整回路部分にそれぞれ接続されて
いる。ダイオードＣＲ１２のカソードはトランジスタＱ
１２のコレクターに接続され、エミッタは調整された＋
５■の動作電位の出力として用いるためセンサ１０の残
りの部分へ接続されている。

ダイオードＣＲＩ２は、トランジスタＱ１１が導通して
いるとき、そのトランジスターの電圧調整回路部分を絶
縁する役目をしている。　　トランジスタＱ１１が導通
してないとき約１０Ｖの電源電位は、そのカソードに接
続された電圧調整回路部分に電源を供給するためダイオ
ードＣＲ１２に与えられる。

第２図のコンデンサＣ２０の代りとして第４図の電圧調
整回路部分の残りの部分としてトランジスタＱＩ２、抵
抗器Ｒ１３、ツェナーダイオードＣＲ１３及び二個のコ
ンデンサＣ２１とＣ２２のを有する。コンデンサＣ２２
は０．２μＦでトランジスタＱＩ２のエミッタと接地間
に接続され、第２図のコンデンサＣ２０と同様の円滑な
作用を果す。調整された＋５ＶはコンデンサＣ２２を横
切ってリードライン７０に供給される。ツェナーダイオ
ードＣＲＩ３とノイズ防止コンデンサＣ２１は、トラン
ジスタＱ１２のベースと接地間に平行に接続され、トラ
ンジスタＱ１２のベースとコレクタ間に接続された抵抗
器Ｒ１３との組合せで用いられる。これはトランジスタ
の導通を調整するためである。ツェナーダイオードＣＲ
Ｉ３は動作電位を調整するため５．ＩＶの値を有する。

抵抗Ｒ１３は、ＩＫΩで、コンデンサＣ２１はＯ９ｌμ
Ｆでもよい。この配線の中にトランジスタＱ１２とツェ
ナーダイオードＱ＋２を含むことは、電源電位の変動と
特にその電位低下に対し電圧調整の改善に役立つ。

このように、電圧調整と出力回路部分２８″が、第２図
の２８′のそれと作用的に類似していることがわかる：
しかし乍ら、端子７６に現れる出力信号は、第２図のよ
うに約１０Ｖの直流と接地間で、なおも変化していると
いうことが注目されよう。

上記のように、本発明によれば、センサへの定電圧の供
給と、センサ出力の伝達を二本の導体７３と７４のみで
行うことが可能となる。

なお、上述したように本発明は、アンチスキッド制御よ
うに用いられる車輪速センサに限定されるものではなく
、外部からの電源供給と外部接続回路へのセンサ信号の
出力を必要とするいかなる種類のセンサ、検出器等に適
用可能なものであり、従って、本発明は、特許請求の範
囲に記載された要件を満足するすべての構成を包含する
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、速度センサ又は検出器を、本発明に関する出
力回路部分と電圧調整回路とともに示すブロック図、 第２図は、第１図のセンサ又は検出器の電圧調整回路部
分と出力回路部分の詳細を示すブロック図、 第３図は、第１図及び第２図の速度センサからの出力信
号を示す波形図、 第４図は、第１図のセンサの出力回路部分と電圧調整回
路部分を他の実施例を示すブロック図、第５Ａ図乃至第
５Ｃ図は、第４図の回路における各テストポイン）　（
ＴＰ）の実際の各種波形を示す波形図である。 ＦＩＧ ＦＩＧ。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）センサ又は検出器等で構成した検出要素を含む検
   出回路と、該検出回路に外部接続され検出回路の検出出
   力を処理する信号処理回路に検出出力するように構成さ
   れ、前記検出回路は所定の定電圧源からの電圧調整され
   た動作電位と基準電位の供給により動作する少なくとも
   一つの活性素子と、前期信号処理回路に検出出力を供給
   するための出力回路を有する検出装置において、 前記検出回路は、前記信号処理回路の電源電位供給源と
   基準電位供給源に接続される第一及び第二の端子を有し
   、該第一及び第二の端子を介して前記電源電位供給源の
   電源電位と前記基準電位供給源のより供給を受けるよう
   に構成されており、前記出力回路は、前記第一の端子に
   接続され、前記第一の端子を介して前記検出出力を前記
   信号処理回路に供給するように構成されており、前記検
   出回路には、前記第一及び第二の端子を介して前記電源
   電位と前記基準電位の供給を受けて電圧調整された動作
   電位を供給するための動作電位供給手段が設けられてい
   ることを特徴とする検出装置。
2. （２）前記信号処理回路は、第一及び第二の端子を有し
   、前記検出回路の前記第一及び第二の端子とがそれぞれ
   電気的に接続されており、前記信号処理回路には前記第
   一の端子に接続されたインピーダンス手段と信号処理手
   段が設けられており、前記インピーダンス手段は、電源
   に接続されて未調整の電源電位の供給を受けるように構
   成され、前記信号処理手段は前記検出知回路から供給さ
   れる前記検出出力を受けるように構成したことを特徴と
   する請求項第１項に記載の検出装置。
3. （３）前記出力回路は、パワーバッファを有し、該パワ
   ーバッファは半導体で構成されており、該半導体は、前
   記基準電位と前記電源電位と前記第一の端子を介して接
   続されており、前記検出回路によって発生される制御信
   号に応じて前記第一の端子に検出出力を供給するように
   構成したことを特徴とする請求項第１項又は第２項に記
   載の検出装置。
4. （４）前記半導体は上記制御信号が供給されるベースを
   有するバイポーラトランジスタで構成されるとともに、
   分流手段を有しており、該分流手段は未調整の電源電位
   に対し、前記検出回路部分の電力上昇中に上記トランジ
   スタの導通動作を不能とするように構成したことを特徴
   とする請求項第３項に記載の検出装置。