JPH02114706A - 振幅変調ｉｓｂ伝送信号を生成する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、無線放送送信の分野に関する。本発明は、特
に、上側波帯及び下側波帯を伴う振幅変調伝送信号を生
成する方法に関し、この側波帯は、互いに独立に、異な
るＡＦ倍信号形の異なる情報を伝送する。斯かる方法は
、例えば、１９７７年にマグロウヒル社から出版された
Ｇ、Ｋｅｎｎｅｄｙ氏の木「電子通信システム」の第１
４２−１４４ページ（Ｇ、Ｋｅｎｎｅｄｙ、ＥＩｅｃｔ
ｒｏｎｉｃ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍ
ｓ　＋ＭｃＧｒａｉｖ−Ｈ（ｉ）　１９７７　、　ｐｐ
、　１４２−１４４　）から知られている。

更に、本発明は、この方法を実施するための装置にも関
する。

（従来技術とその問題点） 振幅変調で作動する無線放送送信においては、生成され
た２個の側波帯の一方のみ（ＳＳＢ−ｓｉｎｇｌｅ　５
ｉｄｅ　ｂａｎｄ−単側波帯）を送信する方法と、互い
に独立に異なる情報を包含する数個の側波帯（Ｉ　Ｓ　
Ｂ　＝　１ｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ　５ｉｄｅ　ｂａｎｄ
−独立側波帯）を送信する方法との両方が知られている
。

このＩＳＢ法は、特に唯一の搬送波で異なる情報を同時
に送信することを可能にし、従って該周波数帯の経済的
利用に貢献する。

冒頭に言及した刊行物から知られるＩＳＢ法の場合、伝
送信号の生成のために、異なる（上側及び下側の）側波
帯が対応する変調及び濾波により個別に生成された後、
加えられて最終的搬送周波数に変換される（第６図ない
し第８図を見よ。）この様にして生成された伝送信号は
最後に線形ＲＦ増幅器により伝送パワーまで増幅され、
アンテナに送り込まれる。

この方法の欠点は、送信機出力段での線形ＲＦパワー増
幅が回路に高度の要件を課し、特に効率を悪くすること
である。

同様の問題が、線形増幅で作動するＳＳＢ法にも生じる
。従って、この分野において、ＳＳＢ信号を小信号範囲
で生成した後にそれを線形に増幅せずに、振幅・位相・
組み合わせ変調により送信出力段において単一の送信管
でそれを直接に形成することが提案されている（ＢＰ−
Ａｌ−０，１９３，６５５）。

この目的のために、形成されるべきＳＳＢ信号の振幅及
び位相情報を包含する振幅信号及び位相信号が低周波数
入力信号から（ｓｉｃ　）生成される。

該振幅信号はスイッチング増幅器により効率的に増幅さ
れて送信管のアノードに送られ、該位相信号は、周波数
変換後、該送信管の制御グリッドで使用される。

該振幅信号は、下流側振幅コンピューターにおいて１ｌ
ｉｌｂｅｒｔ変換により得られる入力信号の直交成分か
ら生成される。

該位相信号は、既知の方法の場合、これらの直交成分か
ら、適当な周期的操作及びその後の商コンピューターに
おける適当な処理により、生成される。

（発明の概要） 従って、本発明の目的は、上記ＳＳＢ法と同じ利点を有
するＩＳＢ法を提供し、且つ、その方法を実施するため
の対応装置を明らかにすることである。

この目的は、冒頭において言及した種類の方法の場合に
は （ａ）ＡＦ倍信号その直交信号成分に分割し、（ｂｌ　
　二つのＡＦ倍信号び搬送波振幅の同相信号成分から、
各々において成分和Ｘ及びＹを形成し、該成分和の一方
に逆の算術演算符号を持った信号成分を加え、 （ｃ１該成分和から、公式 ％式％ に従って振幅信号Ａ　（ｔ）を計算し、（ｄ）　　各々
の場合に該成分和の逆数を取り、ｔｅｌ　　この成分和
及びその逆数をＸ、ｙ、−ｘ。

Ｙ又はＸ、−Ｙ、−Ｘ、Ｙの順で副搬送波周波数で周期
的に走査し、 （ｆ）　　該走査信号から位相信号を得、（ｇｌ　　各
々の場合に該振幅信号及び位相信号を使って送信管のア
ノード変調及びグリッド変調を行なうことにより達成さ
れる。

この方法によれば、個々の側波帯を小信号レヘルで生成
した後に大パワーまで線形に増幅する必要はなく、むし
ろ、振幅信号をスイッチング増幅器により節単に伝送バ
ワーレヘルまで増幅することが可能であるので伝送信号
を送信管において振幅信号及び位相信号から直接形成す
ることが出来るという利点が得られる。

本発明の装置は、 （ａ）ＡＦ倍信号その直交信号成分に分割する第１手段
と、 （ｂｌ　　各々の場合に同相信号成分及び搬送波振幅か
ら対応する成分和を形成する様に、その入力を介して該
第１手段の出力に接続された二つの加算器と、 （ｃ１一つの該加算器の入力の前方に配置されて一つの
該信号成分の算術演算符号を交換する第１インバーター
と、 （ｄｉ　　その入力が該加算器の出力に接続され、その
出力が振幅出力に接続されている振幅コンピューターと
、 ［ｅｌ　　その入力が、各々、該加算器の出力に接続さ
れて、該成分和の算術演算符号を交換する別の一つのイ
ンバーターと、 （ｆ）４個の入力を有する周期的スキャナであって、周
期的走査時に該成分和及びその逆数がＸ、Ｙ、Ｘ、−Ｙ
又はＸ、−Ｙ、−Ｘ、Ｙの順に走査されることとなる様
に該入力が各々該加算器の出力及び該別のインバーター
の出力に接続されているスキャナと・ （ｇｌ　　その入力側が該周期的スキャナの出力に、そ
の出力側が位相出力に接続されている、位相信号発生の
ための第２手段と、 ＋ｈ＋　　アノードと制御グリッドとを有する送信管と
、（１１該送信管と該振幅出力と該位相出力との間に配
置され、該振幅信号及び該位相信号の調整をする第３手
段とから成る。

本発明の方法の第１の好適な実施例においては、ＡＦ倍
信号その直交成分に分割することは、ビルベルト（Ｈｉ
ｌｂｅｒｔ　）変換によって行なわれる。

第２の好適な実施例においては、振幅信号を最初にスイ
ッチング増幅器により増幅し、その増幅された振幅信号
を使って送信管のアノード変調をする。

他の実施例は、特許請求の範囲の欄の従属請求項から明
らかとなる。

以下、添付図面と関連させて代表的実施例を参照し、本
発明をより詳しく説明する。

（実施例） 第１図に従来技術のＩＳＢ送信器のブロック図が示され
ている。これはＩＳＢ変調器１と、実際の送信機１６と
から成っている。

変調器１は２個のＡＦ人力２．１５を有し、送信される
べき２個の別々のＡＦ倍信号該人力から取り入れること
が出来る。該ＡＦ倍信号ＡＦ人力２．１５から対応する
ＡＦ増幅器３．１４を介して変調器４．１１に送られ、
ここで該信号は、発振器７からの第１ｍ送波上に変調さ
れる。

これにより生成された２個の両側波帯信号は、適当な側
波帯フィルター５．１２において、この場合には不要な
１側波帯が除去され、その後加算器９に送られ、ここで
、減衰器８で減衰された第１搬送波に加えられる。

その結果として得られた和信号は、ミキサ１０で別の発
振器６から周波数に変換され、その後、中間の中継器１
３で増幅され、最後に別のミキサ１７で、後続の掛は算
器１９を持った合成器２０により決定される周波数帯に
変換される。

伝送信号の最終的増幅はパワー段１８により行なわれ、
その出力はアンテナ２１に接続されている。

従って、この既知のＩＳＢ法は次の特徴を持っている： 別々の側波帯が小信号レヘルで直接生成され、加算によ
り結合されて伝送信号となること；及び 該伝送信号は全体として増幅されなければならないので
、送信機の出力段におけるパワー増幅は線形ＲＦ増幅器
により行なわれること。

ここで本発明は全く別の道を取るものであるが、これに
ついて第２ａ−４図（ｓｉｃ　）に示されている信号の
ベクトル表示を利用して説明する。

出発点は二つの独立のＡＦ信号（ＮＦ１、２であり、こ
れは、ｘ−ｙ面内で信号成分ｘ１．ｙｉ及びｘ２．ｙ２
をそれぞれ持った回転するベクトルとして表わすことが
出来る。第１ＡＦ信号ＮＦＬは角周波数Ω１を有し、第
２Ｆ信号は角周波数Ω２を有する（第２Ａ、Ｂ図）。

ＡＦ信号ＮＦＬ及びＮＦ２を一定の回転しない搬送波Ｔ
１にベクトル的に加えると、ＡＦ信号（ＮＦ１、２の回
転は逆向きに選ばれ、第３Ａ図に示されているベクトル
ＩＳＢが得られ、このベクトルはまだ搬送波周波数で回
転してはいないがＩＳＢ信号の完全な振幅情報を含んで
いる。

このベクトル加算のために、ＡＦ信号（ＮＦ１、２は最
初にそれぞれその直交信号成分Ｘ１、ｙｌ及びＸ２．Ｙ
２に分割され、同相信号成分ｘ１２及びｙ１、２がそれ
ぞれ加えられる。逆向き回転は、負の算術演算符号が加
えられた成分対の一方の信号成分（第３Ａ図のＸＩ）に
より達成される。この様にして、上側波帯Ｏ８が一方の
ＡＦ信号（ＮＦＬ）から得られ、下側波帯ＵＳが他方の
ＡＦ信号（ＮＦ２）から得られる。

第３Ａ図の場合、図を簡明にするために、無視出来る程
度のＸ成分を持った搬送波振幅ＴＩが選ばれている。し
かし、無視出来る程度のＸ成分を持った搬送波振幅Ｔ２
又はどの様なＸ及びＸ成分を持った搬送波振幅も取るこ
とが出来る（第３Ｂ図）。

完全な伝送信号を得るために、ベクトルＩＳＢを、搬送
波周波数に対応する角周波数で更にｈｅ（ｓｉｃ）ＸＶ
平面内で一定回転させなければならない。この目的のた
めにベクトルＩＳＢの成分を所定の順序で周期的に走査
しなければならない。

ベクトルＩＳＢの成分は成分和Ｘ及びＹであり、これは
第３Ａ図及び第３Ｂ図に関連して次の様にして得られる
： 第３Ａ図：　　Ｘ＝ｘ２−ｘｉ Ｙ””）’１＋ｙ２＋Ｔ１ 第３Ｂ図：　　Ｘ＝ｘ２−ｘｌ＋Ｔ２ ｙ＝ｙ１＋７２ 第４図から明らかな様に、ベクトルＩＳＢの回転を成分
Ｘ及びＹを算術演算符号を対応的に変化させながら適宜
交換することによって模することが出来る。

例えば、時刻ｔ＝ｔ　Ｑにおいて、該ベクトルが第３Ａ
図の位置と同じ位置を平面内で取り、この時成分Ｘ及び
Ｙを有するならば、反時計方向の９０°の回転により後
の時刻ｔ＝ｔ１において成分−Ｙ、Ｘを有するベクトル
が生成される。更に９０°回転すると（ｔ＝ｔ２）、該
ベクトルは成分−Ｘ、−Ｙを持ち、もう１度９０”回転
すると（ｔ＝ｔ３）成分Ｙ、−Ｘを持つこととなる。

これから分かる様に、副搬送波周波数Ωで回転するベク
トルＩＳＢを、Ωで回転する周期的スキャナにおいて周
期的順序Ｘ、−Ｙ、−Ｘ、Ｙ、Ｘ。

Ｙｌｌｏ、で走査される成分Ｘ及びＹで模することが出
来る。

与えられた順序は反時計方向の回転にあてはまる。時計
方向の回転については、対応する順序はｘＸｙ、−Ｘ、
−ｙＳＸ、ｙ、、、、である。

ベクトルＩＳＢは、回転する、長さの変化するＡＦ信号
ＮＦＩ及びＮＦ２から成っているので、それ自体も方向
及び長さを、従って位相をも対応する程度で変化させる
。長さは成分和Ｘ及びＹから簡単な方法で計算すること
が出来、その結果として振幅信号Ａ　（ｔ）を利用する
ことが可能となるが、ＩＳＢ信号に含まれている位相情
報は特別の方法で得なければならない。

その場合の目標は、ＩＳＢ信号を生成するのに必要な位
相情報φを含むｃｏｓ　（Ω・ｔ＋φ（ｔ））の形の調
和位相信号を得ることである。若し副搬送波周波数Ωが
ＡＦ信号ＮＦＩ及びＮＦ２の遮断周波数より遥かに大き
ければ、上記のｃｏｓ関数のゼロ遷移は、成分Ｘ及びＹ
の前記周期的走査で生成される走査値のシーケンスのゼ
ロ遷移と殆ど等しい。

従って、最初に、ゼロ遷移を決定する。これらのゼロ遷
移から、２乗波信号が生成され、これはその後に帯域濾
波により所望のｃｏｓ関数に変換される。

すると、位相信号を副搬送波周波数Ωから所要の搬送波
周波数Ω′に変換して送信機において位相変調に使用す
ることが出来る。振幅信号Ａ　（ｔ）と位相信号との積
： Ａ　（ｔ）　　・ｃｏｓ　（Ω−１＋φ　（ｔ））は最
終的に所望のＩＳＢ信号となる。

本発明によるこの種の信号調整は以下の利点を有する： 振幅信号及び位相信号は送信機出力段に至るまでは別々
に処理される。

振幅信号は直流電圧成分を持った低周波数信号であるの
で、特に良好な効率を達成する低周波数スイッチング増
幅器を使って所要のパワー増幅を行なうことが出来る。

本発明のＩＳＢ変調器の好適な実施例が第５図にブロッ
ク図として示されている。

ＩＳＢ変調器４０は、２個のＡＦ人力２３．２８及び少
なくとも１個の搬送波振幅人力２３．３３、並びに２個
の出力を持っており、その一方は振幅出力２７で他方の
位相出力３６である。

２個の独立のＡＦ信号ＮＦＬ及びＮＦ２はそれぞれＡＦ
人力２３．２８を介して２個の旧１ｂｅｒｔ変換器２４
．２９の入力に供給され、ここでその直交信号成分Ｘ１
、ｙ１及びｘ２．ｙ２にそれぞれ分割され、該信号成分
は対応する出力で使用可能である。

Ｈｉｌｂｅｒｔ変換器２４．２９の下流側に加算器２５
．３１があり、ここで成分和Ｘ及びＹが形成される。

少なくとも一方の加算器において、前述の搬送波振幅が
更に該直交信号成分に加えられる。若しこの搬送波振幅
がＸ成分（Ｔ１）のみを持っているならば、この加算は
成分和Ｙ（第５図で実線で表わされている）のための加
算器２５において行なわれる。一方、若し搬送波振幅が
Ｘ成分（Ｔ２）のみを持っていれば、それは成分和Ｘ（
第５図に破線で表わされている）のための加算器３１で
加算される。最後に、若し両方の成分が存在すれば、両
方の加算器２５．３１が使われる。

一方の信号成分の場合の上側及び下側の側波帯（それぞ
れＯ３及びＵＳ）への分割に必要な算術演算符号の変更
は第１インバーター３０によりなされるが、このインバ
ーターは加算器３１とＨｉｌｂｅｒｔ変換器２９のｘ２
出力との間に配置されている。異なる信号成分の算術演
算符号が変更されることがあるので、インバーター３０
ばそれに応じて別様に配置されなければならない。

振幅又は振幅信号Ａ　（ｔ）の計算のために、加算器の
出力から得られる成分和Ｘ及びＹが振幅コンピューター
２６に供給され、このコンピューターは各々の場合に該
成分和を２乗し、その平方を加えて、結果として得られ
た和の平方根、即ち：Ａ（ｔ）−Ｊ石富］■７「 を取る。該振幅コンピューター２６からのこの振幅信号
Ａ　（ｔ）は振幅出力２７に現われる。

成分和Ｘ及びＹは更に直接に且つ二つの別のインバータ
ー３２．３７を介して算術演算符号が変更されて周期的
スキャナ３４の４個の入力に送られ、該入力はＸ、Ｙ、
−Ｘ、−Ｙの順に反時計回り方向に指定されている。

周期的スキャナ３４は該成分和をこの順序又は逆の順序
で副搬送波周波数Ωで走査し、（該回路の第１の別形で
は）その走査値をゼロ遷移検出器３８に送り、この検出
器はゼロ遷移を判定する。

これらゼロ遷移に基づいて、次の２乗回路３９において
、同一のゼロ遷移を持った２乗波関数が生成される（ゼ
ロ遷移検出器３８が対応する２乗波関数をその出力から
直接供給するならば、２乗回路３９を省略することも出
来る）。生成された２乗波関数から、中心周波数２ｐｉ
・Ωを有する下流側の帯域フィルター３５において調和
位相信号ｃｏｓ　（Ω・ｔ＋φ（ｔ）） が濾波出力され、位相出力３６に送られる。

該回路の第２の別形において、ゼロ遷移検出器３８．２
乗回路３９及び帯域フィルター３５の代わりに、第７図
と関連させて後に詳しく説明するアナログ部分４４が位
相出力３６と周期的スキャナ３４との間に配置されてい
る。

Ｈ４１ｂｅｒｔ変換器２４．２９、周期的スキャナ３４
及ヒ振幅コンピューター２６の実際の構成については、
冒頭において言及したＥＰ−ＡＩ　　’０１１９３．６
５５から既にこれら機能ブロックの代表的実例が知られ
ているので、これ以上は説明しない。

ＩＳＢ変調器４０で生成された信号、振幅信号Ａ　（ｔ
）及び位相信号ｃｏｓ（、、、）は、最後に第６図に従
って別々に処理され、送信管４３で大パワーレヘルで結
合されて最後のＩＳＢ信号とされる。

この場合の処理は、スイッチング増幅器４１における振
幅信号Ａ　（ｔ）のパワー振幅（利得ｋ）と、周波数変
換器４２における位相信号の副搬送波周波数Ωから最終
の搬送波周波数Ω′への変換とから成る。元の位相φ　
（１）は、これにより最終の位相φ′（ｔ）に変換され
る。

この変換された位相信号は送信管４３の制御グリッドに
供給され、増幅された振幅信号Ｋ　Ａ　（ｃ）は送信管
のアノードに供給される。

スイッチング増幅器としては、Ｂｒｏｗｎ　Ｂｏｖｅｒ
ｉＭｉｔｔ、の刊行物（Ｂｒｏｗｎ　Ｂｏｖｅｒｉ　Ｒ
ｅｖｉｅｗ　　５゜１９８４、ｐａｇｅｓ　　２０２−
２０５）から知られているいわゆるＰＳＭ　（パルス段
変調器）増幅器を使うのが好ましい。

前述した様に、第５図の回路の別形においては、アナロ
グ部分４４（その内部配置は第７図に例示されている）
を信号処理のために周期的スキャナ３４の後に設けるこ
とが出来る。

この別形の場合、副搬送波周波数Ωは例えば２５ｋｔｌ
ｚであり、周期的スキャナ３４における走査は、これに
対応して４倍の周波数（即ち１００ｋＨｚ）で行なわれ
る。アナログ部分４４においては、周期的スキャナ３４
からのディジタル走査信号は最初にＤ／Ａ変換器４５に
供給され、ここでアナログ信号に変換される。

このアナログ信号は、上側遮断周波数３７ｋＨｚでミラ
ースペクトルを除去するローパスフィルター４６を介し
て第１ミキサ４９に送られ、ここで５０ｋＨｚ　と混合
されて７５ｋＨｚ　となる。

７５ｋＨｚバンドパスフイルター５０で濾波された後、
該アナログ信号は第２ミキサ５３で１２５ｋＨｚ　と混
合されて２００ｋＨｚ　となる。２００ｋＨｚバンドパ
スフイルター５５で更に濾波された後、該アナログ信号
は最後に高速比較器５６に供給され、該比較器は該信号
をクリップしてその位相情報に還元する。その後、位相
信号として、このクリップされた信号を送信機において
更に直接処理することが出来る。（他の別形におけるｃ
ｏｓ関数の様に） ５０ｋＨｚ及び１２５ｋＨｚの混合周波数は、共通のＩ
　Ｍ）ｌｚ発振器５４の出力を、対応する分周器４７（
２０で分周）及び５１　（８で部周）により分周し、そ
の後バンドパスフィルター４８及び５２で濾波すること
により生成される。回路ブロック４７ないし５５は全体
としてアップコンバータを構成する。

このアンプ変換後に初めてクリッピングにより位相情報
を抽出するこの別形は、信号処理経路における限られた
帯域幅の位相情報に対する影響が特に小さいという利点
がある。

結局、本発明は、非常に簡単な構成とする事が出来、且
つ高効率であるという特徴を持ったＩＳＯ送信器を示す
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来技術のＩＳＢ送信器の構成を示すブロッ
ク図である。 第２Ａ図及び第２Ｂ図は、二つの独立のＡＦ倍信号その
直交信号成分でベクトル表示する図である。 第３Ａ図は、関連するＩＳＢ信号と第１搬送波との組み
合わせをベクトル表示で示す。 第３Ｂ図は、対応するＩＳＢ信号を第２搬送波と共に示
す。 第４図は、周期的走査により生成されるＩＳＢベクトル
の回転を示す。 第５図は、本発明の好適な代表的実施例であるＩＳＢ変
調器を、周期的スキャナ３４の後の信号処理のための二
つの別形と共に示すブロック回路図である。 第６図は、対応する送信器の基本回路図である。 第７図は、第５図の回路のアナログ部分４４の内部構成
を示す。 図中符号： Ｉ　　ＩＳＢ変調器 ２　　ＡＦ大入 力　　ＡＦ増幅器 ４　変調器 ５　側波帯フィルター ６　発振器 ７　発振器 ８　減衰器 ９　加算器 １０　ミキサ １１　変調器 １２　側波帯フィルター １３　増幅器 １４　　ＡＦ増幅器 １５　　ＡＦ大入 力６　送信機 １７　ミキサ １８　パワー段 掛は算器 合成器 アンテナ 搬送波振幅入力 ＡＦ大入 力ｉｌｂｅｒｔ変換器 加算器 振幅コンピューター 振幅出力 ＡＦ大入 力１ｉ１ｂｅｒｔ変換器 インバーター 加算器 インバーター 搬送波振幅入力 周期的スキャナ バンドパスフィルター 位相出力 インバーター ゼロ遷移検出器 ２乗回路 ＩＳＢ変調器 スイッチング増幅器 周波数変換器 送信管 アナログ部分 Ｄ／Ａ変換器 ローパスフィルター 分周器 バンドパスフィルター ミキサ バンドパスフィルター 分周器 バンドパスフィルター ミキサ 発振器 バンドパスフィルター 比較器 Ｉ　　ＡＦ倍信 号　　ＡＦ倍信 号９ ｘｌ　　ｙ Ｔ１、２ ＳＢ Ｓ Ｓ Ω１、２ Ω Ω　′ Ｘ、Ｙ （Ａ（ｔ） φ　（１） φ　′　（ｔ） 　Ｏ−３ 信号成分 搬送波振幅 ＩＳＢ信号 上側波帯 下側波帯 それぞれ上側波帯及び下側波帯の角周 波数 副搬送波周波数 搬送波周波数 成分和 ）　振幅信号 位相 位相 利得 時点

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. （１）上側波帯（ＯＳ）及び下側波帯（ＵＳ）を伴う振
   幅変調伝送信号を生成する方法であって、該側波帯（Ｏ
   Ｓ、ＵＳ）は、互いに独立に、異なるＡＦ信号（ＮＦ１
   、２）の形の異なる情報を伝送し、 （ａ）ＡＦ信号（ＮＦ１、２）をその直交信号成分（ｘ
   １、ｙ１及びｘ２、ｙ２）に分割し、（ｂ）二つのＡＦ
   信号（ＮＦ１、２）及び搬送波振幅（Ｔ１、２）の同相
   信号成分（ｘ１、２及びｙ１、２）から、各々の場合に
   おいて成分和Ｘ及びＹを形成し、該成分和（Ｘ、Ｙ）の
   一方に逆の算術演算符号を持った信号成分を加え、 （ｃ）該成分和（Ｘ、Ｙ）から、公式 Ａ（ｔ）＝√（（Ｘ２＋Ｙ２）） に従って振幅信号Ａ（ｔ）を計算し、 （ｄ）各々の場合に該成分（Ｘ、Ｙ）の逆数を取り、 （ｅ）この成分和（Ｘ、Ｙ）及びその逆数（−Ｘ、−Ｙ
   ）をＸ、Ｙ、−Ｘ、−Ｙ又はＸ、−Ｙ、−Ｘ、Ｙの順で
   副搬送波周波数（Ω）で周期的に走査し、 （ｆ）該走査信号から位相信号を得、 （ｇ）各々の場合に該振幅信号（Ａ（ｔ））及び位相信
   号を使って送信管（４３）のアノード変調及びグリッド
   変調を行なうことを特徴とする方法。
2. （２）該位相信号を得るために、 （ａ）該走査信号のゼロ遷移を検出し、 （ｂ）該走査信号のゼロ遷移から２乗波信号を生成した
   後、帯域濾波することにより、 （ｃ）該走査信号と同じゼロ遷移を有する、副搬送波周
   波数（Ω）及び第１位相（φ（ｔ））を持った調和位相
   信号（ｃｏｓ（Ω・ｔ＋φ（ｔ））を生成することを特
   徴とする請求項１に記載の方法。
3. （３）該位相信号を得るために、 （ａ）該走査信号をアナログ信号に変換し、（ｂ）該ア
   ナログ信号をより高い周波数へ変換し、（ｃ）この上方
   変換されたアナログ信号をクリップすることを特徴とす
   る請求項１に記載の方法。
4. （４）該ＡＦ信号（ＮＦ１、２）の、その直交信号成分
   （ｘ１、ｙ１及びｘ２、ｙ２）への分割はビルベルト変
   換により行なわれることを特徴とする請求項１に記載の
   方法。
5. （５）該位相信号を、最初に、該副搬送波周波数（Ω）
   より高い搬送波周波数（Ω′）に変換し、この変換され
   た位相信号を使って該送信管（４３）のグリッド変調を
   行なうことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. （６）該振幅信号（Ａ（ｔ））を最初にスイッチング増
   幅器（４１）で増幅し、この増幅された振幅信号を使っ
   て該送信管（４３）のアノード変調を行なうことを特徴
   とする請求項１に記載の方法。
7. （７）該ＡＦ信号（ＮＦ１、２）の上側遮断周波数より
   遥かに高い副搬送波周波数（Ω）を使うことを特徴とす
   る請求項２に記載の方法。
8. （８）上側波帯（ＯＳ）及び下側波帯（ＵＳ）を伴う振
   幅変調伝送信号を生する装置であって、（ａ）ＡＦ信号
   （ＮＦ１、２）をその直交信号成分（それぞれｘ１、ｙ
   １及びｘ２、ｙ２）に分割する第１手段と、 （ｂ）各々の場合に同相信号成分（それぞれｘ１、ｙ１
   及びｘ２、ｙ２）及び搬送波振幅（Ｔ１、Ｔ２）から対
   応する成分和（Ｘ及びＹ）を形成する様に、その入力を
   介して該第１手段の出力に接続された二つの加算器（２
   ５、３１）と、 （ｃ）一つの該加算器（２５、３１）の入力の前方に配
   置されて一つの該信号成分（ｘ１、２又はｙ１、２）の
   算術演算符号を交換する第１インバーター（３０）と、 （ｄ）その入力が該加算器（２５、３１）の出力に接続
   され、その出力が振幅出力（２７）に接続されている振
   幅コンピューター（２６）と、 （ｅ）その入力が、各々、該加算器（２５、３１）の出
   力に接続されて、該成分和（Ｘ、Ｙ）の算術演算符号を
   交換する別の二つのインバーター（３２、３７）と、 （ｆ）４個の入力を有する周期的スキャナ（３４）であ
   って、周期的走査時に該成分和及びその逆数がＸ、Ｙ、
   −Ｘ、−Ｙ又はＸ、−Ｙ、 −Ｘ、Ｙの順に走査されることとなる様に該入力が各々
   該加算器（２５、３１）の出力及び該別のインバーター
   （３２、３７）の出力に接続されているスキャナと、 （ｇ）その入力側が該周期的スキャナ（３４）の出力に
   、その出力側が位相出力（３６）に接続されている、位
   相信号発生のための第２手段と、 （ｈ）アノードと制御グリッドとを有する送信管（４３
   ）と、 （ｉ）該送信管（４３）と該振幅出力（２７）と該位相
   出力（３６）との間に配置され、該振幅信号（Ａ（ｔ）
   ）及び該位相信号の調整をする第３手段とから成ること
   を特徴とする装置。
9. （９）該第１手段は２個のビルベルト変換器（２４、２
   ９）から成ることを特徴とする請求項８に記載の装置。
10. （１０）該第２手段は、ゼロ遷移検出器（３８）と、下
    流側のバンドパスフィルタ（３５）とから成ることを特
    徴とする請求項９に記載の装置。
11. （１１）該第２手段は、入力側にＤ／Ａ変換器（４５）
    を持ったアナログ部分（４４）と、アップコンバータ（
    ４７、・・・、５５）と、下流側の比較器（５６）とか
    ら成ることを特徴とする請求項９に記載の装置。
12. （１２）該第３手段は、スイッチング増幅器（４１）と
    周波数変換器（４２）とから成り、該スイッチング増幅
    器（４１）は該振幅出力（２７）と該送信管（４３）の
    アノードとの間に配置され、該周波数変換器（４２）は
    該位相出力（３６）と該送信管（４３）の制御グリッド
    との間に配置されていることを特徴とする請求項９に記
    載の装置。