JPH02114861A - 断続調整型電源回路 - Google Patents
断続調整型電源回路Info
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- JPH02114861A JPH02114861A JP1234811A JP23481189A JPH02114861A JP H02114861 A JPH02114861 A JP H02114861A JP 1234811 A JP1234811 A JP 1234811A JP 23481189 A JP23481189 A JP 23481189A JP H02114861 A JPH02114861 A JP H02114861A
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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-
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- H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、第１可制御スイッチを直列に接続して直流入
力電圧端子間に結合させた一次巻線、整流器を結合させ
て第１直流出力電圧を形成する第１二次巻線および第２
可制御スイッチを結合させて第２直流出力電圧を形成す
る第２二次巻線を有する変圧器と、周期的制御信号を印
加することにより、それぞれ、前記第１可制御スイッチ
に前記第１直流出力電圧を交互に断続させる第１制御手
段および前記第２可制御スイッチに前記第２直流出力電
圧を交互に断続させる第２制御手段とを備えて、前記第
１可制御スイッチを遮断したときに前記整流器を導通さ
せるとともに、前記第２可制御スイッチの導通期間を前
記第１可制御スイッチの導通期間に合わせるようにした
断続調整型電源回路に関するものである。
力電圧端子間に結合させた一次巻線、整流器を結合させ
て第１直流出力電圧を形成する第１二次巻線および第２
可制御スイッチを結合させて第２直流出力電圧を形成す
る第２二次巻線を有する変圧器と、周期的制御信号を印
加することにより、それぞれ、前記第１可制御スイッチ
に前記第１直流出力電圧を交互に断続させる第１制御手
段および前記第２可制御スイッチに前記第２直流出力電
圧を交互に断続させる第２制御手段とを備えて、前記第
１可制御スイッチを遮断したときに前記整流器を導通さ
せるとともに、前記第２可制御スイッチの導通期間を前
記第１可制御スイッチの導通期間に合わせるようにした
断続調整型電源回路に関するものである。
（従来の技術）
この種の電源回路は、ドイツ特許出願第２６０８１６７
号明細書により知られており、この従来周知の電源回路
においては、第１可制御スイッチの導通期間が第１出力
電圧の関数として制御されているので、入力電圧および
第１出力電圧に接続した負荷の少なくとも一方が変化し
得るにも拘らず、第１出力電圧がほぼ一定に保持される
とともに、第２可制御スイッチの導通期間が第２出力電
圧の関数として制御されているので、第２出力電圧がほ
ぼ一定に保持されている。
号明細書により知られており、この従来周知の電源回路
においては、第１可制御スイッチの導通期間が第１出力
電圧の関数として制御されているので、入力電圧および
第１出力電圧に接続した負荷の少なくとも一方が変化し
得るにも拘らず、第１出力電圧がほぼ一定に保持される
とともに、第２可制御スイッチの導通期間が第２出力電
圧の関数として制御されているので、第２出力電圧がほ
ぼ一定に保持されている。
（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、従来周知のこの種の電源回路においては
、第２二次巻線に生ずる電圧の周波数が変化すると、第
２出力電圧が変化するという問題があった。
、第２二次巻線に生ずる電圧の周波数が変化すると、第
２出力電圧が変化するという問題があった。
（課題を解決するための手段）
本発明の目的は、第２二次巻線に生ずる電圧の周波数が
変化した場合にも第２出力電圧がほぼ一定に保持される
ようにした上述した種類の電源回路を提供することにあ
る。
変化した場合にも第２出力電圧がほぼ一定に保持される
ようにした上述した種類の電源回路を提供することにあ
る。
この目的を達成するために、本発明による電源回路は、
前記第２制御手段により、前記第２可制一 御スイッチの導通周期と前記第１可制御スイッチの前記
周期的制御信号の周期との比を当該周期的制御信号の周
波数には無関係にしたことを特徴とする。
前記第２制御手段により、前記第２可制一 御スイッチの導通周期と前記第１可制御スイッチの前記
周期的制御信号の周期との比を当該周期的制御信号の周
波数には無関係にしたことを特徴とする。
本発明は、第２二次巻線に生ずる電圧の周波数が、当該
電源回路の第１区画に生ずる変化の結果として変化する
場合、さらには、上述した比、すなわち、いわゆる「デ
ユーティ・サイクル」には無関係な周波数による場合に
は、第２出力電圧はほぼ一定である、という認識に基づ
いたものである。したがって、第１出力電圧の負荷の変
化は第２出力電圧には何ら影響を及ぼさない。
電源回路の第１区画に生ずる変化の結果として変化する
場合、さらには、上述した比、すなわち、いわゆる「デ
ユーティ・サイクル」には無関係な周波数による場合に
は、第２出力電圧はほぼ一定である、という認識に基づ
いたものである。したがって、第１出力電圧の負荷の変
化は第２出力電圧には何ら影響を及ぼさない。
本発明電源回路は、好ましくは、前記第２制御手段に前
記第２二次巻線に結合した積分器を設け、当該積分器の
出力信号が、前記第２可制御スイッチの導通期間に所定
変化方向の第１傾斜を呈するとともに、前記第１可制御
スイッチの遮断期間に反対変化方向の第２傾斜を呈する
鋸歯状波形をなすことを特徴とする。この手法は、積分
によれば、鋸歯状波信号の第２傾斜は、当該信号の周期
の変化が、第２可制御スイッチの遮断期間に、その周期
変化に対応した変化を起す意味において、スイッチンク
信号の周波数に関する情報を備えている、という８忍識
に基づいている。この信号周期の変化はデユーティ・サ
イクルの変化に変換することができ、このことは、第２
二次巻線に生ずる電圧の関数としたデユーティ・サイク
ルの前向き制御となる。
記第２二次巻線に結合した積分器を設け、当該積分器の
出力信号が、前記第２可制御スイッチの導通期間に所定
変化方向の第１傾斜を呈するとともに、前記第１可制御
スイッチの遮断期間に反対変化方向の第２傾斜を呈する
鋸歯状波形をなすことを特徴とする。この手法は、積分
によれば、鋸歯状波信号の第２傾斜は、当該信号の周期
の変化が、第２可制御スイッチの遮断期間に、その周期
変化に対応した変化を起す意味において、スイッチンク
信号の周波数に関する情報を備えている、という８忍識
に基づいている。この信号周期の変化はデユーティ・サ
イクルの変化に変換することができ、このことは、第２
二次巻線に生ずる電圧の関数としたデユーティ・サイク
ルの前向き制御となる。
第１入力端を当該電源回路の出力端子に結合させ、第２
入力端を基準値に接続し、出力端を前記積分器の出力端
に接続した比較回路を設けて、前記第２出力電圧を前記
基準値と比較するとともに、制御信号を発生させて前記
第２出力電圧を一定に保持するようにした断続調整型電
源回路は、当該制御信号を前記積分器の前記鋸歯状波信
号に重畳するようにしたことを特徴とする利点がある。
入力端を基準値に接続し、出力端を前記積分器の出力端
に接続した比較回路を設けて、前記第２出力電圧を前記
基準値と比較するとともに、制御信号を発生させて前記
第２出力電圧を一定に保持するようにした断続調整型電
源回路は、当該制御信号を前記積分器の前記鋸歯状波信
号に重畳するようにしたことを特徴とする利点がある。
このことは、その制御信号を前向き制御の制御信号に重
畳した後向き制御となる。
畳した後向き制御となる。
（実施例）
以下に図面を参照して実施例につき、本発明の詳細な説
明する。
明する。
第１図に示す電源回路は、コレクタを電圧器Ｔの二次巻
線Ｌ１に接続するとともにエミッタを接地したｎｐロス
イッチング・トランジスタの形態の可制御電源スィッチ
Ｓ１を備えている。−次巻線Ｌ１の他端は、負側端子を
接地した直流入力電圧ν１の正側端子に接続して、例え
ば、主整流器をなしており、スイッチング・トランジス
タＳ１の基本的負荷は、制御手段Ｓｔ １ と協同して
、そのトランジスタＳ１を交互に断続させる。
線Ｌ１に接続するとともにエミッタを接地したｎｐロス
イッチング・トランジスタの形態の可制御電源スィッチ
Ｓ１を備えている。−次巻線Ｌ１の他端は、負側端子を
接地した直流入力電圧ν１の正側端子に接続して、例え
ば、主整流器をなしており、スイッチング・トランジス
タＳ１の基本的負荷は、制御手段Ｓｔ １ と協同して
、そのトランジスタＳ１を交互に断続させる。
変圧器Ｔｌ−Ｊ：複数の二次巻線を備えており、その一
つの二次巻線Ｌ２は、一端を接地してあり、他端に整流
器ＤＩのアノードを接続し、その整流器ＤＩのカソード
を平滑コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１で表わす負荷に接
続してあり、コンデンサＣＩおよび抵抗Ｒ１の整流器０
１に接続してない端子は、いずれも、接地しである。巻
線Ｌ１およびＬ２の巻回方向は、通例黒点で示してあり
、整流器０１の導通方向は、その動作中、一方の巻線に
電流が流れるときに、他方の巻線には電流が流れないよ
うに選定する。直流出力電圧Ｖｏ ｌは、負荷抵抗Ｒ１
に現われ、その直流出力電圧Ｖｏ ｌ をスイッチング
・トランジスタＳ１の制御手段３．１に帰還して、その
スイッチング・トランジスタＳ１の導通期間を制御する
。この従来の動作態様においては、直流出力電圧Ｖ。ｌ
は、入力電圧ｖ１ および負荷抵抗Ｒ１の少なくとも一
方に生じ得る変化には拘わりなく、はぼ一定に保たれ、
その結果として、例えば、スイッチング・トランジスタ
Ｓ１の遮断期間が一定であるから、もしくは、第１図示
の電源回路が自励発振するから、制御手段３．１ によ
ってトランジスタＳ１のベースに供給されるスイッチン
ク信号の周波数が変化する。後者の場合には、変圧器Ｔ
が正帰還巻線（図示せず）を有して、スイッチング・ト
ランジスタＳ１のベースを制御する。かかる自励発振電
源回路は、例えば、本願人の出願に係る特開昭６２４８
２６４号公報により知られており、ここでは同公報を参
照する。第１図示の電源回路は、例えば、テレビジョン
受像機用とすることができ、変圧器Ｔは、水平偏向回路
および音声段を含む複数回路の電源を構成する複数の二
次巻線を有しているので、上述した発振器の周波数変化
は極めて重大である。
つの二次巻線Ｌ２は、一端を接地してあり、他端に整流
器ＤＩのアノードを接続し、その整流器ＤＩのカソード
を平滑コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１で表わす負荷に接
続してあり、コンデンサＣＩおよび抵抗Ｒ１の整流器０
１に接続してない端子は、いずれも、接地しである。巻
線Ｌ１およびＬ２の巻回方向は、通例黒点で示してあり
、整流器０１の導通方向は、その動作中、一方の巻線に
電流が流れるときに、他方の巻線には電流が流れないよ
うに選定する。直流出力電圧Ｖｏ ｌは、負荷抵抗Ｒ１
に現われ、その直流出力電圧Ｖｏ ｌ をスイッチング
・トランジスタＳ１の制御手段３．１に帰還して、その
スイッチング・トランジスタＳ１の導通期間を制御する
。この従来の動作態様においては、直流出力電圧Ｖ。ｌ
は、入力電圧ｖ１ および負荷抵抗Ｒ１の少なくとも一
方に生じ得る変化には拘わりなく、はぼ一定に保たれ、
その結果として、例えば、スイッチング・トランジスタ
Ｓ１の遮断期間が一定であるから、もしくは、第１図示
の電源回路が自励発振するから、制御手段３．１ によ
ってトランジスタＳ１のベースに供給されるスイッチン
ク信号の周波数が変化する。後者の場合には、変圧器Ｔ
が正帰還巻線（図示せず）を有して、スイッチング・ト
ランジスタＳ１のベースを制御する。かかる自励発振電
源回路は、例えば、本願人の出願に係る特開昭６２４８
２６４号公報により知られており、ここでは同公報を参
照する。第１図示の電源回路は、例えば、テレビジョン
受像機用とすることができ、変圧器Ｔは、水平偏向回路
および音声段を含む複数回路の電源を構成する複数の二
次巻線を有しているので、上述した発振器の周波数変化
は極めて重大である。
変圧器Ｔの第２二次巻線Ｌ３は、その一端を接地して、
他端をダイオードＤ２のアノードに接続してあり、その
ダイオードＤ２のカソードは第２可制御スイッチＳ２の
電極に接続しである。図示の構成例においては、このス
イッチＳ２を電界効果トランジスタにより構成してあり
、上述の電極はそのドレインであって、そのソースは、
カソードを接地したダイオードＤ３のアノードおよびイ
ンダクタンスＬ４の一端に接続してあり、そのインダク
タンスＬ４の他端は、他端を接地した円滑コンデンサＣ
２の一端に接続してあり、抵抗で表わした第２負荷Ｒ２
がそのコンデンサＣ２に並列に接続しである。第２二次
巻線Ｌ３の巻回方向およびダイオードＤ２の導通方向は
、トランジスタ・スイッチＳ２および一次巻線Ｌ１には
電流が流れ、第１二次巻線Ｌ２およびダイオードＤ１に
は電流が流れていないときには、二次巻線Ｌ３およびダ
イオードＤ２に同時に電流が流れるように選定する。な
お、第２直流出力電圧は、負荷抵抗Ｒ２に現われる。
他端をダイオードＤ２のアノードに接続してあり、その
ダイオードＤ２のカソードは第２可制御スイッチＳ２の
電極に接続しである。図示の構成例においては、このス
イッチＳ２を電界効果トランジスタにより構成してあり
、上述の電極はそのドレインであって、そのソースは、
カソードを接地したダイオードＤ３のアノードおよびイ
ンダクタンスＬ４の一端に接続してあり、そのインダク
タンスＬ４の他端は、他端を接地した円滑コンデンサＣ
２の一端に接続してあり、抵抗で表わした第２負荷Ｒ２
がそのコンデンサＣ２に並列に接続しである。第２二次
巻線Ｌ３の巻回方向およびダイオードＤ２の導通方向は
、トランジスタ・スイッチＳ２および一次巻線Ｌ１には
電流が流れ、第１二次巻線Ｌ２およびダイオードＤ１に
は電流が流れていないときには、二次巻線Ｌ３およびダ
イオードＤ２に同時に電流が流れるように選定する。な
お、第２直流出力電圧は、負荷抵抗Ｒ２に現われる。
第２可制御スイッチＳ２の制御用の制御手段Ｓｔ２は、
そのスイッチ・トランジスタＳ２のゲートに接続してあ
り、抵抗Ｒ３と容量Ｃ３との直列接続からなる積分器を
備えており、その積分器は、巻線し３とダイオードＤ２
との接続点と接地点との間およびトランジスタＴ、 １
に接続しである。トランジスタＴ、 １は、そのベー
スを抵抗Ｒ３と容量Ｃ３との接続点に接続し、そのエミ
ッタを接地しである。抵抗Ｒ４がトランジスタＴｒ１の
コレクタとダイオードＤ２のカソードおよびトランジス
タＳ２のドレインの接続点との間に接続してあり、トラ
ンジスタＳ２のゲートとトランジスタＴ、 １のコレク
タとを互いに接続しである。インダクタンス１，４は変
圧器の一次巻線を構成し、その変圧器の二次巻線Ｌ５は
、端をダイオードＤ３とインダクタンスＬ４との接続点
に接続し、他端を電流制限抵抗Ｒ７と孤立化ダイオード
Ｄ５との直列接続を介してトランジスタＳ２のゲートに
接続しである。
そのスイッチ・トランジスタＳ２のゲートに接続してあ
り、抵抗Ｒ３と容量Ｃ３との直列接続からなる積分器を
備えており、その積分器は、巻線し３とダイオードＤ２
との接続点と接地点との間およびトランジスタＴ、 １
に接続しである。トランジスタＴ、 １は、そのベー
スを抵抗Ｒ３と容量Ｃ３との接続点に接続し、そのエミ
ッタを接地しである。抵抗Ｒ４がトランジスタＴｒ１の
コレクタとダイオードＤ２のカソードおよびトランジス
タＳ２のドレインの接続点との間に接続してあり、トラ
ンジスタＳ２のゲートとトランジスタＴ、 １のコレク
タとを互いに接続しである。インダクタンス１，４は変
圧器の一次巻線を構成し、その変圧器の二次巻線Ｌ５は
、端をダイオードＤ３とインダクタンスＬ４との接続点
に接続し、他端を電流制限抵抗Ｒ７と孤立化ダイオード
Ｄ５との直列接続を介してトランジスタＳ２のゲートに
接続しである。
第２ａ図に二次巻線し３に現われる電圧Ｖｌの時間関数
としての変化を示し、第２ｂ図に各要素Ｓ２． Ｄ３お
よびし４の接続点に現われる電圧ｖ２の時間関数として
の変化を示し、第２Ｃ図に容量Ｃ３に現われる電圧ν３
の変化を示し、さらに、第２ｄ図にインダクタンスＬ４
に流れる電流Ｉの変化を示す。時点１．において、第１
スイッチ・トランジスタＳ１が導通し、電流が一次巻線
Ｌ１および当該トランジスタＳ１に流れ、そのコレクタ
の電圧はほぼ零となる。第１二次巻線Ｌ２には電流が流
れず、第２二次巻線Ｌ３に流れる電流がダイオードＤ２
およびスイッチ・トランジスタＳ２を通過する。このス
イッチ・トランジスタＳ２は、抵抗Ｒ４に電流が流れる
ことによって導通するとともに、引渡し巻線Ｌ５によっ
てその導通状態を保持する。巻線Ｌ４および１．５の巻
回方向およびダイオードＤ５の導通方向により、電圧ｖ
２の正極性部分がスイッチ・トランジスタＳ２のゲート
に印加され、その結果、この電界効果トランジスタＳ２
のスイッチング特性が改善され、電力消費が減少する。
としての変化を示し、第２ｂ図に各要素Ｓ２． Ｄ３お
よびし４の接続点に現われる電圧ｖ２の時間関数として
の変化を示し、第２Ｃ図に容量Ｃ３に現われる電圧ν３
の変化を示し、さらに、第２ｄ図にインダクタンスＬ４
に流れる電流Ｉの変化を示す。時点１．において、第１
スイッチ・トランジスタＳ１が導通し、電流が一次巻線
Ｌ１および当該トランジスタＳ１に流れ、そのコレクタ
の電圧はほぼ零となる。第１二次巻線Ｌ２には電流が流
れず、第２二次巻線Ｌ３に流れる電流がダイオードＤ２
およびスイッチ・トランジスタＳ２を通過する。このス
イッチ・トランジスタＳ２は、抵抗Ｒ４に電流が流れる
ことによって導通するとともに、引渡し巻線Ｌ５によっ
てその導通状態を保持する。巻線Ｌ４および１．５の巻
回方向およびダイオードＤ５の導通方向により、電圧ｖ
２の正極性部分がスイッチ・トランジスタＳ２のゲート
に印加され、その結果、この電界効果トランジスタＳ２
のスイッチング特性が改善され、電力消費が減少する。
時点ｔ、以後には、トランジスタＴｒｌが最初に遮断さ
れ、巻線（、■およびＬ３の巻回数をそれぞれｎｌおよ
びトランジスタＳ２に生ずる電圧降下に等しくなる。
れ、巻線（、■およびＬ３の巻回数をそれぞれｎｌおよ
びトランジスタＳ２に生ずる電圧降下に等しくなる。
抵抗Ｒ３を介して容量Ｃ３に充電電流が流れ、その結果
、電圧ｖ１の積分値となる電圧ｖ３は、電圧ｖ１の初期
値にほぼ比例した勾配でほぼ線形の時間関数をなして増
大する。
、電圧ｖ１の積分値となる電圧ｖ３は、電圧ｖ１の初期
値にほぼ比例した勾配でほぼ線形の時間関数をなして増
大する。
時点ｔ２においては、電圧ｖ３がトランジスタＴ、 １
のベース・エミッタ間閾値電圧値Ｖｂｅに達するので、
このトランジスタＴｒ１が導通ずる。第２二次巻線に流
れる電流が、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴ、 １の
ベースに流れ込むとともに、抵抗Ｒ４を介してコレクタ
に流れ込む。その結果、コレクタの電圧がほぼ零になり
、スイッチ・トランジスタＳ２が遮断される。しかしな
がら、インダクタンスＬ４に蓄積されたエネルギーによ
り、その巻線Ｌ４に流れる電流Ｉが、時点ｔ１からほぼ
線形の時間関数として増大し、同じ方向に流れ続けるが
、時点ｔ２からは、ダイオードＤ３を介し、はぼ線形の
時間関数をなして減少し、電圧ｖ２がほぼ零となる。つ
いで、時点ｔ３においては、第１可制御スイッチ・トラ
ンジスタＳ１が遮断され、一方では、−次巻線Ｌ１に流
れ、他方では第２二次巻線し３およびダイオードＤ２に
流れる電流がともに停止し、変圧器Ｔに蓄積されたエネ
ルギーが第１二次巻線Ｌ２に電流を流し、その電流が整
流器Ｄ１を通過し、そのアノードに現われる電圧、すな
わち、第１二次巻線し２に生ずる正弦波電圧のピーク値
がほぼＶ。１に等しくなり、第２二次巻線Ｌ３に生ずる
電圧Ｖ１が反転して、ｎ２を巻線Ｌ２の巻回数としたと
き、−一ν。■にほぼ等しくなる。時点ｔ２からｔ３ま
では値Ｖｂｅにクランプされていた電圧ｖ３が、容量Ｃ
３が放電するために降下する。その放電電流が抵抗Ｒ３
および巻線し３を流れるので、電圧ｖ３は、その放電電
流の積分値をなして変化し、電圧ｖ１の初期値にほぼ比
例した勾配をもつほぼ線形の時間関数をなして降下する
。
のベース・エミッタ間閾値電圧値Ｖｂｅに達するので、
このトランジスタＴｒ１が導通ずる。第２二次巻線に流
れる電流が、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴ、 １の
ベースに流れ込むとともに、抵抗Ｒ４を介してコレクタ
に流れ込む。その結果、コレクタの電圧がほぼ零になり
、スイッチ・トランジスタＳ２が遮断される。しかしな
がら、インダクタンスＬ４に蓄積されたエネルギーによ
り、その巻線Ｌ４に流れる電流Ｉが、時点ｔ１からほぼ
線形の時間関数として増大し、同じ方向に流れ続けるが
、時点ｔ２からは、ダイオードＤ３を介し、はぼ線形の
時間関数をなして減少し、電圧ｖ２がほぼ零となる。つ
いで、時点ｔ３においては、第１可制御スイッチ・トラ
ンジスタＳ１が遮断され、一方では、−次巻線Ｌ１に流
れ、他方では第２二次巻線し３およびダイオードＤ２に
流れる電流がともに停止し、変圧器Ｔに蓄積されたエネ
ルギーが第１二次巻線Ｌ２に電流を流し、その電流が整
流器Ｄ１を通過し、そのアノードに現われる電圧、すな
わち、第１二次巻線し２に生ずる正弦波電圧のピーク値
がほぼＶ。１に等しくなり、第２二次巻線Ｌ３に生ずる
電圧Ｖ１が反転して、ｎ２を巻線Ｌ２の巻回数としたと
き、−一ν。■にほぼ等しくなる。時点ｔ２からｔ３ま
では値Ｖｂｅにクランプされていた電圧ｖ３が、容量Ｃ
３が放電するために降下する。その放電電流が抵抗Ｒ３
および巻線し３を流れるので、電圧ｖ３は、その放電電
流の積分値をなして変化し、電圧ｖ１の初期値にほぼ比
例した勾配をもつほぼ線形の時間関数をなして降下する
。
上述した状態は時点ｔ４で第１スイッチ・トランジスタ
Ｓ１が再度導通するまで維持されるが、その時点ｔ４は
時点ｔ１に相当し、両時点間の期間が、第１スイッチ・
トランジスタＳ１に印加されるスイッチ信号の周期に等
しい。時点ｔ４までは、電流■が上述したようにして流
れ続ける。インダクタンスＬ４は、電流Ｉが零にはなら
ないような値を有している。容量Ｃ２に生ずる交流成分
はその振幅が比較的小さいので、負荷抵抗Ｒ２に大電流
を流すことができ、また、容量Ｃ２の容量を小さくする
ことができる。
Ｓ１が再度導通するまで維持されるが、その時点ｔ４は
時点ｔ１に相当し、両時点間の期間が、第１スイッチ・
トランジスタＳ１に印加されるスイッチ信号の周期に等
しい。時点ｔ４までは、電流■が上述したようにして流
れ続ける。インダクタンスＬ４は、電流Ｉが零にはなら
ないような値を有している。容量Ｃ２に生ずる交流成分
はその振幅が比較的小さいので、負荷抵抗Ｒ２に大電流
を流すことができ、また、容量Ｃ２の容量を小さくする
ことができる。
上述したところから明らかなように、構成要素ＳＬ Ｌ
Ｌ、 Ｌ２． ＤＩおよびＣ１を備えた図示の回路部分
は、並列型の直流変換器、すなわち、いわゆるフライバ
ック直流変換器を構成し、その出力電圧Ｖ０１は、その
変換器の入力電圧Ｖ、の周知の所定関数をなしており、
また、構成要素し３． Ｄ２． Ｓ２． Ｄ３． Ｌ４
およびＣ２を備えた図示の回路部分は、直列型の直流変
換器、すなわち、いわゆるホワードもしくはダウン直流
変換器を構成し、その出力電圧Ｖ。２は、その変換器の
入力電圧の平均値、すなわち、第２二次巻線Ｌ３に生ず
る方形波電圧ｖ２をなしている。
Ｌ、 Ｌ２． ＤＩおよびＣ１を備えた図示の回路部分
は、並列型の直流変換器、すなわち、いわゆるフライバ
ック直流変換器を構成し、その出力電圧Ｖ０１は、その
変換器の入力電圧Ｖ、の周知の所定関数をなしており、
また、構成要素し３． Ｄ２． Ｓ２． Ｄ３． Ｌ４
およびＣ２を備えた図示の回路部分は、直列型の直流変
換器、すなわち、いわゆるホワードもしくはダウン直流
変換器を構成し、その出力電圧Ｖ。２は、その変換器の
入力電圧の平均値、すなわち、第２二次巻線Ｌ３に生ず
る方形波電圧ｖ２をなしている。
−次巻線１，１に電流が流れている期間に第２二次巻線
Ｌ３に電流が流れるので、電源回路の第１出力端に達す
るエネルギーと対比すべき、第２出力端に達するエネル
ギーは、変圧器Ｔには蓄積されない。
Ｌ３に電流が流れるので、電源回路の第１出力端に達す
るエネルギーと対比すべき、第２出力端に達するエネル
ギーは、変圧器Ｔには蓄積されない。
その結果、変圧器の寸法および損失を比較的小さくする
ことができる。例えば、負荷Ｒ２は、前述したテレビジ
ョン受像機において低電圧大電流を必要とするディジタ
ル回路の電力消費で構成されるが、スイッチング信号の
周波数の制御により、第１スイッチ・トランジスタＳ１
の導通時点１．および遮断時点ｔ３は電圧Ｖ。１を安定
化するように設定する。一方、導通時点を第１スイッチ
・トランジスタＳ１の導通時点にほぼ一致させた第２ス
イッチ・トランジスタＳ２の遮断時点ｔ２は、つねに、
第１スイッチ・トランジスタＳ１の遮断時点ｔ３より前
、もしくは、一致させて設定する。並列型直流変換器は
、このようにして第２スイッチ・トランジスタＳ２の最
長導通期間を設定する。
ことができる。例えば、負荷Ｒ２は、前述したテレビジ
ョン受像機において低電圧大電流を必要とするディジタ
ル回路の電力消費で構成されるが、スイッチング信号の
周波数の制御により、第１スイッチ・トランジスタＳ１
の導通時点１．および遮断時点ｔ３は電圧Ｖ。１を安定
化するように設定する。一方、導通時点を第１スイッチ
・トランジスタＳ１の導通時点にほぼ一致させた第２ス
イッチ・トランジスタＳ２の遮断時点ｔ２は、つねに、
第１スイッチ・トランジスタＳ１の遮断時点ｔ３より前
、もしくは、一致させて設定する。並列型直流変換器は
、このようにして第２スイッチ・トランジスタＳ２の最
長導通期間を設定する。
入力電圧Ｖ、が、第１例として、一定であるとすると、
前述の制御信号は負荷Ｒ１の変化の電圧ＶｏＩ の値に
及ぼず影響を打消すことのみに用いられ、電圧Ｖ３の両
方の勾配はほぼ一定となる。第３図には、この電圧ｖ３
を、スイッチング信号の周波数の異なる２値にそれぞれ
対応した時間関数として描いて示す。第３図の右側に示
すように、この周波数が低い値の場合、したがって、制
御周期が長い場合には、電圧ｖ３の振幅が大きくなり、
電圧ｖ３の最大負値が高くなる。スイッチ・トランジス
タＳ２が導通している期間はその制御期間と同一比率で
変化する。したがって、スイッチ・トランジスタＳ２の
導通期間１２−１．の全周期１．−１．に対する比の値
、すなわち、いわゆるデユーティ・ザイクルは変わらず
、スイッチング信号の周期、したがって、その周波数に
は無関係となる。電圧ｖｏ２のみが入力電圧ｖ１ の値
、したがって、この比に依存するので、入力端子ν１が
一定としたこの場合には、電圧Ｖ。２も一定となる。
前述の制御信号は負荷Ｒ１の変化の電圧ＶｏＩ の値に
及ぼず影響を打消すことのみに用いられ、電圧Ｖ３の両
方の勾配はほぼ一定となる。第３図には、この電圧ｖ３
を、スイッチング信号の周波数の異なる２値にそれぞれ
対応した時間関数として描いて示す。第３図の右側に示
すように、この周波数が低い値の場合、したがって、制
御周期が長い場合には、電圧ｖ３の振幅が大きくなり、
電圧ｖ３の最大負値が高くなる。スイッチ・トランジス
タＳ２が導通している期間はその制御期間と同一比率で
変化する。したがって、スイッチ・トランジスタＳ２の
導通期間１２−１．の全周期１．−１．に対する比の値
、すなわち、いわゆるデユーティ・ザイクルは変わらず
、スイッチング信号の周期、したがって、その周波数に
は無関係となる。電圧ｖｏ２のみが入力電圧ｖ１ の値
、したがって、この比に依存するので、入力端子ν１が
一定としたこの場合には、電圧Ｖ。２も一定となる。
つぎに、第２例として、入力電圧ｖ１が変化したとする
と、電圧ｖ３の下降勾配は、電圧Ｖ０１が一定であると
いう事実に基づき、変化しないが、上昇勾配の傾斜が変
化し、その結果、入力電圧Ｖの値によって決まる時点で
電圧ｖ３が値Ｖｂｅに達する。かかる状態においては、
スイッチ・トランジスタＳ２の導通期間は一定せず、入
力電圧ｖ１の値によって変化する。例えば、入力電圧Ｖ
ｌが増大すると、電圧Ｖ。２および第２Ｃ図の左側の勾
配も増大して、時点ｔ２が早く到来する。このことは、
デユーティ・ザイクルが小さくなり、したがって、電圧
Ｖ。２の値も小さくなることになる。その結果、デユー
ティ・ザイクルは一定とはならないが、なお、周波数に
は無関係となる。
と、電圧ｖ３の下降勾配は、電圧Ｖ０１が一定であると
いう事実に基づき、変化しないが、上昇勾配の傾斜が変
化し、その結果、入力電圧Ｖの値によって決まる時点で
電圧ｖ３が値Ｖｂｅに達する。かかる状態においては、
スイッチ・トランジスタＳ２の導通期間は一定せず、入
力電圧ｖ１の値によって変化する。例えば、入力電圧Ｖ
ｌが増大すると、電圧Ｖ。２および第２Ｃ図の左側の勾
配も増大して、時点ｔ２が早く到来する。このことは、
デユーティ・ザイクルが小さくなり、したがって、電圧
Ｖ。２の値も小さくなることになる。その結果、デユー
ティ・ザイクルは一定とはならないが、なお、周波数に
は無関係となる。
上述した電源回路においては、トランジスタＴ、 １
のベース・エミッタ間ダイオードが基準電圧に対する闇
値検出器として作用し、基準電圧は当該ダイオードの閾
値電圧となり、その結果、容ＩＣ３の両端間に現われる
鋸歯状波電圧ｖ３がこの基準電圧に達すると、スイッチ
・トランジスタＳ２が遮断される。なお、この閾値検出
器は異なった方法でも形成し得ることは明らかである。
のベース・エミッタ間ダイオードが基準電圧に対する闇
値検出器として作用し、基準電圧は当該ダイオードの閾
値電圧となり、その結果、容ＩＣ３の両端間に現われる
鋸歯状波電圧ｖ３がこの基準電圧に達すると、スイッチ
・トランジスタＳ２が遮断される。なお、この閾値検出
器は異なった方法でも形成し得ることは明らかである。
負荷Ｒ１の変化の結果としての電圧ｖ１の周波数変化の
電圧ｖｏ２に及ばず影響は、」二連の制御によってほぼ
消滅する。負荷Ｒ２の変化の影響も、特に、第２の制御
によってほぼ消滅させることができる。その目的で、当
該電源回路にｐｎｐ ）ランリスタＴｒ２を設け、そ
のベースを、電圧Ｖ。２と接地間に直列に接続して電圧
分割器を構成する抵抗Ｒ５とＲ６との接続点に接続し、
そのエミッタを、ツェナーダイオードＤ４を介して電圧
Ｖ。２に接続し、そのコレクタをトランジスタＴｒ１の
ベースに接続する。
電圧ｖｏ２に及ばず影響は、」二連の制御によってほぼ
消滅する。負荷Ｒ２の変化の影響も、特に、第２の制御
によってほぼ消滅させることができる。その目的で、当
該電源回路にｐｎｐ ）ランリスタＴｒ２を設け、そ
のベースを、電圧Ｖ。２と接地間に直列に接続して電圧
分割器を構成する抵抗Ｒ５とＲ６との接続点に接続し、
そのエミッタを、ツェナーダイオードＤ４を介して電圧
Ｖ。２に接続し、そのコレクタをトランジスタＴｒ１の
ベースに接続する。
このトランジスタＴｒ２は、電圧Ｖ。２を基準値と比較
するとともに、制御電流、すなわち、容量Ｃ３を再充電
するトランジスタのコレクタ電流を発生させる比較段を
構成する。したがって、電圧ｖ３も電圧Ｖ。２に依存す
ることになり、その結果、トランジスタＴｒ１の導通時
点、したがって、スイッチ・トランジスタＳ２の遮断時
点が電圧Ｖ。２に依存することになる。他の方法として
は、電圧ｖｏ２に依存する直流電圧を電圧ｖ３に付加す
ることもできる。何らかの理由で電圧Ｖ。２が増大する
と、いずれの場合にも電圧ｖ３が増大して、スイッチ・
トランジスタＳ２の導通期間が短くなり、電圧Ｖ。２の
増大に反撥する。この第２の制御は、その制御信号を前
向き制御の制御信号に重畳した後向き制御である。
するとともに、制御電流、すなわち、容量Ｃ３を再充電
するトランジスタのコレクタ電流を発生させる比較段を
構成する。したがって、電圧ｖ３も電圧Ｖ。２に依存す
ることになり、その結果、トランジスタＴｒ１の導通時
点、したがって、スイッチ・トランジスタＳ２の遮断時
点が電圧Ｖ。２に依存することになる。他の方法として
は、電圧ｖｏ２に依存する直流電圧を電圧ｖ３に付加す
ることもできる。何らかの理由で電圧Ｖ。２が増大する
と、いずれの場合にも電圧ｖ３が増大して、スイッチ・
トランジスタＳ２の導通期間が短くなり、電圧Ｖ。２の
増大に反撥する。この第２の制御は、その制御信号を前
向き制御の制御信号に重畳した後向き制御である。
スイッチ・トランジスタＳ２の制御手段Ｓｔ ２は、ｎ
ｐｎ ）ランリスタＴ、 ３を備えて、そのコレクタ
をスイッチ・トランジスタＳ２のゲートに接続してあり
、２個の抵抗Ｒ８およびＲ９を、トランジスタＴｒ３の
ベースと第２二次巻線および整流器間の接続点との間に
直列に接続し、容量Ｃ４およびクランプ・ダイオードＤ
６のカソードをそれらの抵抗相互の接続点に接続し、ダ
イオードＤ６のアノード、容量Ｃ４の他端およびトラン
ジスタＴｒ３のエミッタをそれぞれ接地しである。第２
二次巻線Ｌ２に現われる電圧が正極性になったとき、す
なわち、時点［３にトランジスタＴｒ３が導通ずる。そ
の時点においては、スイッチ・トランジスタＳ２がすで
に遮断されているので、このことは回路動作には何ら影
響を及ぼさない。トランジスタＴｒ３のベース接続線に
おける時定数は、時点ｔ、の後、短時間、特にほぼ０５
μｓの期間だけ、このトランジスタが遮断されるように
選定する。この手法によれば、スイッチ・トランジスタ
Ｓ２は、トランジスタＳ１と同じ時点で直ちに導通はせ
ず、短時間後、すなわち、このトランジスタのコレクタ
電流が低下した時点で導通し、その結果、このトランジ
スタの導通時の損失が減少する。
ｐｎ ）ランリスタＴ、 ３を備えて、そのコレクタ
をスイッチ・トランジスタＳ２のゲートに接続してあり
、２個の抵抗Ｒ８およびＲ９を、トランジスタＴｒ３の
ベースと第２二次巻線および整流器間の接続点との間に
直列に接続し、容量Ｃ４およびクランプ・ダイオードＤ
６のカソードをそれらの抵抗相互の接続点に接続し、ダ
イオードＤ６のアノード、容量Ｃ４の他端およびトラン
ジスタＴｒ３のエミッタをそれぞれ接地しである。第２
二次巻線Ｌ２に現われる電圧が正極性になったとき、す
なわち、時点［３にトランジスタＴｒ３が導通ずる。そ
の時点においては、スイッチ・トランジスタＳ２がすで
に遮断されているので、このことは回路動作には何ら影
響を及ぼさない。トランジスタＴｒ３のベース接続線に
おける時定数は、時点ｔ、の後、短時間、特にほぼ０５
μｓの期間だけ、このトランジスタが遮断されるように
選定する。この手法によれば、スイッチ・トランジスタ
Ｓ２は、トランジスタＳ１と同じ時点で直ちに導通はせ
ず、短時間後、すなわち、このトランジスタのコレクタ
電流が低下した時点で導通し、その結果、このトランジ
スタの導通時の損失が減少する。
（発明の効果）
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、第２
二次巻線に生ずる電圧の周波数が変化した場合にも第２
出力電圧がほぼ一定に保持されるようにした断続調整型
電源回路を提供し得る、という格別の効果が得られる。
二次巻線に生ずる電圧の周波数が変化した場合にも第２
出力電圧がほぼ一定に保持されるようにした断続調整型
電源回路を提供し得る、という格別の効果が得られる。
？ ２
第１図は本発明電源回路の基本構成を示す回路図、
第２ａ図乃至第２ｄ図は本発明電源回路の基本構成にお
ける各部動、作波形をそれぞれ示す信号波形図、第３図
は第２図示の動作波形の周波数の変化に伴う変化の態様
を示す信号波形図である。 Ｓｔｌ、５．２・・・制御手段 特許出願人 工ヌ ベー フィリップスフルーイラン
ペンファブリケン
ける各部動、作波形をそれぞれ示す信号波形図、第３図
は第２図示の動作波形の周波数の変化に伴う変化の態様
を示す信号波形図である。 Ｓｔｌ、５．２・・・制御手段 特許出願人 工ヌ ベー フィリップスフルーイラン
ペンファブリケン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、第１可制御スイッチを直列に接続して直流入力電圧
端子間に結合させた一次巻線、整流器を結合させて第１
直流出力電圧を形成する第１二次巻線および第２可制御
スイッチを結合させて第２直流出力電圧を形成する第２
二次巻線を有する変圧器と、周期的制御信号を印加する
ことにより、それぞれ、前記第１可制御スイッチに前記
第１直流出力電圧を交互に断続させる第１制御手段およ
び前記第２可制御スイッチに前記第２直流出力電圧を交
互に断続させる第２制御手段とを備えて、前記第１可制
御スイッチを遮断したときに前記整流器を導通させると
ともに、前記第２可制御スイッチの導通期間を前記第１
可制御スイッチの導通期間に合わせるようにした断続調
整型電源回路において、前記第２制御手段により、前記
第２可制御スイッチの導通周期と前記第１可制御スイッ
チの前記周期的制御信号の周期との比を当該周期的制御
信号の周波数には無関係にしたことを特徴とする断続調
整型電源回路。 ２、前記第２制御手段に前記第２二次巻線に結合した積
分器を設け、当該積分器の出力信号が、前記第２可制御
スイッチの導通期間に所定変化方向の第１傾斜を呈する
とともに、前記第１可制御スイッチの遮断期間に反対変
化方向の第２傾斜を呈する鋸歯状波形をなすことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の断続調整型電源回路
。 ３、前記第２制御手段に、前記積分器の出力端に一端を
接続した閾値検出器を設けるとともに、他端を前記第２
可制御スイッチの制御電極に接続して前記積分器が発生
させた鋸歯状波信号が所定基準値に達したときに当該第
２可制御スイッチを遮断するうよにしたことを特徴とす
る特許請求の範囲第２項記載の断続調整型電源回路。 ４、前記閾値検出器に、ベースを前記積分器の出力端に
接続するとともにコレクタを前記第２可制御スイッチの
制御電極に接続したトランジスタによって構成し、当該
トランジスタのベース・エミッタ間閾値電圧に前記積分
器により発生させた鋸歯状波電圧の前記第１傾斜が達し
たときに当該トランジスタを導通させて前記第２可制御
スイッチを遮断するようにしたことを特徴とする特許請
求の範囲第３項記載の断続調整型電源回路。 ５、第１入力端を当該電源回路の出力端子に結合させ、
第２入力端を基準値に接続し、出力端を前記積分器の出
力端に接続した比較回路を設けて、前記第２出力電圧を
前記基準値と比較するとともに、制御信号を発生させて
前記第２出力電圧を一定に保持するようにした特許請求
の範囲第２項記載の電源回路において、当該制御信号を
前記積分器の前記鋸歯状波信号に重畳するようにしたこ
とを特徴とする断続調整型電源回路。 ６、前記積分器を双方向作動積分器にして、一方では前
記第２二次巻線に生ずる電圧を積分するとともに、他方
では前記制御信号を積分するようにしたことを特徴とす
る特許請求の範囲第５項記載の断続調整型電源回路。 ７、前記第２制御手段に遅延回路を設けて前記第１可制
御スイッチの閉成時点後に前記第２可制御スイッチを閉
成するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の断続調整型電源回路。 ８、誘導性素子を前記第２可制御スイッチと前記第２出
力電圧端子との間に結合させた特許請求の範囲第１項記
載の電源回路において、前記誘導性素子に結合させた引
渡し巻線を前記第２可制御スイッチの制御電極に接続し
たことを特徴とする断続調整型電源回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8802267 | 1988-09-15 | ||
| NL8802267 | 1988-09-15 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02114861A true JPH02114861A (ja) | 1990-04-26 |
Family
ID=19852901
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1234811A Pending JPH02114861A (ja) | 1988-09-15 | 1989-09-12 | 断続調整型電源回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4945465A (ja) |
| EP (1) | EP0359323B1 (ja) |
| JP (1) | JPH02114861A (ja) |
| KR (1) | KR900005674A (ja) |
| CN (1) | CN1016921B (ja) |
| DE (1) | DE68914757T2 (ja) |
| FI (1) | FI894297A7 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008312354A (ja) * | 2007-06-14 | 2008-12-25 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置 |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0477891B1 (en) * | 1990-09-26 | 1996-07-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power supply apparatus for television receiver set and television receiver set including the same |
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| ATE135856T1 (de) * | 1991-08-30 | 1996-04-15 | Alcatel Bell Sdt Sa | Wechselstrommesser und stromversorgungsschaltkreis |
| US5525896A (en) * | 1992-04-22 | 1996-06-11 | Minks; Floyd M. | Fuel gauge power system for use with alternating current vehicle electrical system |
| US5619403A (en) * | 1992-07-24 | 1997-04-08 | Canon Kabushiki Kaisha | Multi-output power supply apparatus |
| JPH06209569A (ja) * | 1993-01-05 | 1994-07-26 | Yokogawa Electric Corp | スイッチング電源装置 |
| US5534771A (en) * | 1994-01-21 | 1996-07-09 | Intel Corporation | High precision DC-DC converter |
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