JPH0357713B2 - - Google Patents
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- JPH0357713B2 JPH0357713B2 JP61006669A JP666986A JPH0357713B2 JP H0357713 B2 JPH0357713 B2 JP H0357713B2 JP 61006669 A JP61006669 A JP 61006669A JP 666986 A JP666986 A JP 666986A JP H0357713 B2 JPH0357713 B2 JP H0357713B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、安定化直流電源装置に使用する直流
−直流変換器（DC−DCコンバータ）に関するも
のである。
−直流変換器（DC−DCコンバータ）に関するも
のである。
トランスの１次巻線にスイツチングトランジス
タを直列に接続し、これをオン・オフすることに
よつて直流を断続し、２次巻線に得られる電圧を
整流平滑して直流出力を得るDC−DCコンバータ
は既に知られている。ところで、従来の代表的な
オン・オフ型のDC−DCコンバータ（FCC）は、
発振器を含んでパルス幅変調波（PWM波）を作
り、これにより変換用スイツチングトランジスタ
をオン・オフ制御する他励式に構成されている。
従つて、回路が複雑且つ高価になつた。この種の
欠点を解決するものとして、特公昭52−18364号
にトランスに制御巻線を設け、この制御巻線を制
御することにより出力調整する自励式のオン・オ
フ型DC−DCコンバータが開示されている。しか
し、この方式では、制御巻線を設けなければなら
ず、大幅に小型化及び簡略化することが困難であ
る。
タを直列に接続し、これをオン・オフすることに
よつて直流を断続し、２次巻線に得られる電圧を
整流平滑して直流出力を得るDC−DCコンバータ
は既に知られている。ところで、従来の代表的な
オン・オフ型のDC−DCコンバータ（FCC）は、
発振器を含んでパルス幅変調波（PWM波）を作
り、これにより変換用スイツチングトランジスタ
をオン・オフ制御する他励式に構成されている。
従つて、回路が複雑且つ高価になつた。この種の
欠点を解決するものとして、特公昭52−18364号
にトランスに制御巻線を設け、この制御巻線を制
御することにより出力調整する自励式のオン・オ
フ型DC−DCコンバータが開示されている。しか
し、この方式では、制御巻線を設けなければなら
ず、大幅に小型化及び簡略化することが困難であ
る。
簡単な回路構成のDC−DCコンバータとして、
オン・オフ型の自励式DC−DCコンバータがある
が、軽負荷時に発振周波数が上つてスイツチング
回数が多くなり、スイツチング損失が大になると
いう欠点を有する。また、スイツチング素子とし
て電界効果トランジスタを使用することが困難で
あるという欠点を有する。
オン・オフ型の自励式DC−DCコンバータがある
が、軽負荷時に発振周波数が上つてスイツチング
回数が多くなり、スイツチング損失が大になると
いう欠点を有する。また、スイツチング素子とし
て電界効果トランジスタを使用することが困難で
あるという欠点を有する。
そこで、本発明の目的は、比較的簡単な回路で
自励発振し、且つ電圧制御を容易に達成すること
ができる直流−直流変換器を提供することにあ
る。
自励発振し、且つ電圧制御を容易に達成すること
ができる直流−直流変換器を提供することにあ
る。
［問題点を解決するための手段］
上記目的を達成するための本発明は、直流電源
から供給される電圧をオン・オフするものであ
り、制御端子の電圧がスレツシホールド電圧に達
した時にオンになるように構成されている変換用
スイツチと、前記変換用スイツチのオン・オフに
対応した出力電圧を得るための電圧変換用巻線及
びこの電圧変換用巻線に電磁結合され、前記変換
用スイツチをオン駆動するために前記制御端子に
接続されたスイツチ駆動巻線を有するトランス
と、前記電圧変換用巻線の出力側に接続された整
流平滑回路と、充電電圧によつて前記変換用スイ
ツチをオン駆動するように前記スイツチ駆動巻線
に直列に接続されたコンデンサと、前記コンデン
サを充電するための充電回路と、制御電圧が所定
値に達したことに応答して導通状態になつて前記
変換用スイツチをオフ制御するように前記変換用
スイツチに接続された制御素子と、前記変換用ス
イツチに流れる電流に対応する電流検出電圧を得
るための電流検出回路と、前記整流平滑回路の出
力電圧と基準電圧との差に対応した出力を発生す
る定電圧制御回路と、前記定電圧制御回路の出力
に対応した直流バイアス電圧を発生するように形
成され且つ前記直流バイアス電圧と前記電流検出
電圧との和を制御電圧として前記制御素子に供給
するように前記制御素子と前記電流検出回路とに
接続されたバイアス回路とから成る直流−直流変
換器に係わるものである。
から供給される電圧をオン・オフするものであ
り、制御端子の電圧がスレツシホールド電圧に達
した時にオンになるように構成されている変換用
スイツチと、前記変換用スイツチのオン・オフに
対応した出力電圧を得るための電圧変換用巻線及
びこの電圧変換用巻線に電磁結合され、前記変換
用スイツチをオン駆動するために前記制御端子に
接続されたスイツチ駆動巻線を有するトランス
と、前記電圧変換用巻線の出力側に接続された整
流平滑回路と、充電電圧によつて前記変換用スイ
ツチをオン駆動するように前記スイツチ駆動巻線
に直列に接続されたコンデンサと、前記コンデン
サを充電するための充電回路と、制御電圧が所定
値に達したことに応答して導通状態になつて前記
変換用スイツチをオフ制御するように前記変換用
スイツチに接続された制御素子と、前記変換用ス
イツチに流れる電流に対応する電流検出電圧を得
るための電流検出回路と、前記整流平滑回路の出
力電圧と基準電圧との差に対応した出力を発生す
る定電圧制御回路と、前記定電圧制御回路の出力
に対応した直流バイアス電圧を発生するように形
成され且つ前記直流バイアス電圧と前記電流検出
電圧との和を制御電圧として前記制御素子に供給
するように前記制御素子と前記電流検出回路とに
接続されたバイアス回路とから成る直流−直流変
換器に係わるものである。
なお、上記発明と実施例との対応関係を説明す
ると、前記変換用スイツチはFET５であり、前
記電圧変換用巻線は１次巻線３及び２次巻線６の
ように電圧変換に関係する巻線であり、前記スイ
ツチ駆動巻線は３次巻線１４であり、充電回路は
抵抗１６を含む回路であり、前記制御素子は制御
トランジスタ１９であり、前記電流検出回路は抵
抗Riを含む回路であり、前記定電圧制御回路は
誤差増幅器２６であり、前記バイアス回路はホト
トランジスタ２０及びコンデンサ１８等を含む回
路である。
ると、前記変換用スイツチはFET５であり、前
記電圧変換用巻線は１次巻線３及び２次巻線６の
ように電圧変換に関係する巻線であり、前記スイ
ツチ駆動巻線は３次巻線１４であり、充電回路は
抵抗１６を含む回路であり、前記制御素子は制御
トランジスタ１９であり、前記電流検出回路は抵
抗Riを含む回路であり、前記定電圧制御回路は
誤差増幅器２６であり、前記バイアス回路はホト
トランジスタ２０及びコンデンサ１８等を含む回
路である。
［作用］
上記発明においては、コンデンサの充電電圧が
スレツシホールド電圧に達すると、変換用スイツ
チのオフ期間が終了し、オン期間に入る。変換用
スイツチがオンになると、トランスのインダクタ
ンス作用のためにここに流れる電流が傾斜を有し
増大する。制御素子には電流検出電圧とバイアス
電圧との和が印加される。電流検出電圧が徐々に
高くなると、和の電圧も高くなり、制御素子がオ
ンに転換し、逆に変換用スイツチがオフになる。
バイアス電圧を変えると、制御素子のオン時点即
ち変換用スイツチのオン終了時点を制御すること
ができる。入力電圧が一定であれば、変換用スイ
ツチのオフ期間がほぼ一定となるので、変換用ス
イツチのオン・オフ周期は大幅に変化しない。
スレツシホールド電圧に達すると、変換用スイツ
チのオフ期間が終了し、オン期間に入る。変換用
スイツチがオンになると、トランスのインダクタ
ンス作用のためにここに流れる電流が傾斜を有し
増大する。制御素子には電流検出電圧とバイアス
電圧との和が印加される。電流検出電圧が徐々に
高くなると、和の電圧も高くなり、制御素子がオ
ンに転換し、逆に変換用スイツチがオフになる。
バイアス電圧を変えると、制御素子のオン時点即
ち変換用スイツチのオン終了時点を制御すること
ができる。入力電圧が一定であれば、変換用スイ
ツチのオフ期間がほぼ一定となるので、変換用ス
イツチのオン・オフ周期は大幅に変化しない。
［実施例］
次に、第１図及び第２図によつて本発明の実施
例に係わる直流−直流変換器を説明する。第１図
において、一方の直流電源端子１にはトランス２
の１次巻線３の一端が接続されている。１次巻線
３の他端と他方の直流電源端子４との間には、変
換用スイツチング素子としてＮチヤネルの絶縁ゲ
ート型（MOS型）電界効果トランジスタ即ち
FET５が接続されている。FET５は第１の端子
としてドレイン、第２の端子としてソース、制御
端子としてゲートを有し、ゲートにスレシホール
ド電圧VTH以上の電圧が印加された時にドレイ
ン・ソース間が導通状態（オン状態）になるもの
である。
例に係わる直流−直流変換器を説明する。第１図
において、一方の直流電源端子１にはトランス２
の１次巻線３の一端が接続されている。１次巻線
３の他端と他方の直流電源端子４との間には、変
換用スイツチング素子としてＮチヤネルの絶縁ゲ
ート型（MOS型）電界効果トランジスタ即ち
FET５が接続されている。FET５は第１の端子
としてドレイン、第２の端子としてソース、制御
端子としてゲートを有し、ゲートにスレシホール
ド電圧VTH以上の電圧が印加された時にドレイ
ン・ソース間が導通状態（オン状態）になるもの
である。
FET５のソースと他方の電源端子４との間に
接続された電流検出抵抗Riは、FET５をオフ制
御するためのものであり、FET５の電流IDの変化
に対応した電圧VA＝ID×Riを発生する。
接続された電流検出抵抗Riは、FET５をオフ制
御するためのものであり、FET５の電流IDの変化
に対応した電圧VA＝ID×Riを発生する。
１次巻線３に電磁結合された２次巻線６には、
２つのダイオード７，８と、リアクトル９と、コ
ンデンサ１０とから成る整流平滑回路１１が接続
されている。整流平滑回路１１に接続された出力
端子１２，１３は安定化された出力電圧を負荷に
供給する部分である。
２つのダイオード７，８と、リアクトル９と、コ
ンデンサ１０とから成る整流平滑回路１１が接続
されている。整流平滑回路１１に接続された出力
端子１２，１３は安定化された出力電圧を負荷に
供給する部分である。
１４はトランス３次巻線であつて、１次巻線３
及び２次巻線６に電磁結合されている。この３次
巻線１４の一端は、コンデンサ１５を介して
FET５のゲートに接続され、他端はソースに接
続されている。一方の電源端子１とゲートとの間
には、コンデンサ１５の充電時定数を得るための
抵抗１６が接続されている。
及び２次巻線６に電磁結合されている。この３次
巻線１４の一端は、コンデンサ１５を介して
FET５のゲートに接続され、他端はソースに接
続されている。一方の電源端子１とゲートとの間
には、コンデンサ１５の充電時定数を得るための
抵抗１６が接続されている。
FET５のオン期間の終了を制御するための可
変バイアス回路の直流電源回路として整流ダイオ
ード１７と平滑用コンデンサ１８とが設けられて
いる。平滑用コンデンサ１８はダイオード１７を
介して３次巻線１４に並列に接続されているの
で、３次巻線１４の電圧によつて充電され、直流
電圧を供給することができる。
変バイアス回路の直流電源回路として整流ダイオ
ード１７と平滑用コンデンサ１８とが設けられて
いる。平滑用コンデンサ１８はダイオード１７を
介して３次巻線１４に並列に接続されているの
で、３次巻線１４の電圧によつて充電され、直流
電圧を供給することができる。
FET５のオン期間の終了を制御するための制
御用スイツチング素子としてトランジスタ１９が
設けられている。この制御用トランジスタ１９
は、第１の端子としてコレクタ、第２の端子とし
てソース、制御端子としてゲートを有し、コレク
タが逆流阻止用ダイオードD1を介してゲートに
接続され、ソースが電流検出抵抗Riの他端に接
続されている。
御用スイツチング素子としてトランジスタ１９が
設けられている。この制御用トランジスタ１９
は、第１の端子としてコレクタ、第２の端子とし
てソース、制御端子としてゲートを有し、コレク
タが逆流阻止用ダイオードD1を介してゲートに
接続され、ソースが電流検出抵抗Riの他端に接
続されている。
この制御用トランジスタ１９のベースにバイア
ス電圧を与えるために、平滑用コンデンサ１８に
並列に、ホトトランジスタ２０と抵抗２１とから
成る分圧回路が接続され、この分圧点がトランジ
スタ１９のベースに接続されている。なお、抵抗
２１に並列に電圧安定用コンデンサ２２が接続さ
れている。ホトトランジスタ２０は、分圧比を変
えてトランジスタ１９のオン時点を制御し、出力
電圧を制御するために設けた可変インピーダンス
素子である。
ス電圧を与えるために、平滑用コンデンサ１８に
並列に、ホトトランジスタ２０と抵抗２１とから
成る分圧回路が接続され、この分圧点がトランジ
スタ１９のベースに接続されている。なお、抵抗
２１に並列に電圧安定用コンデンサ２２が接続さ
れている。ホトトランジスタ２０は、分圧比を変
えてトランジスタ１９のオン時点を制御し、出力
電圧を制御するために設けた可変インピーダンス
素子である。
定電圧制御回路として、出力端子１２，１３間
に接続された電圧検出用抵抗２３，２４と、この
抵抗２３，２４の分圧点に一方の入力端子が接続
され、他方の入力端子が基準電圧源２５に接続さ
れた誤差増幅器２６と、この誤差増幅器２６の出
力端子に接続され且つホトトランジスタ２０に光
結合された発光ダイオード２７とが設けられてい
る。
に接続された電圧検出用抵抗２３，２４と、この
抵抗２３，２４の分圧点に一方の入力端子が接続
され、他方の入力端子が基準電圧源２５に接続さ
れた誤差増幅器２６と、この誤差増幅器２６の出
力端子に接続され且つホトトランジスタ２０に光
結合された発光ダイオード２７とが設けられてい
る。
トランス２の残留磁気をフライバツク電圧によ
つてリセツトするために、１次巻線３に並列にダ
イオード２８を介して抵抗２９が接続されてい
る。またフライバツク電圧を抑制するために、抵
抗２９に並列にコンデンサ３０が接続されてい
る。
つてリセツトするために、１次巻線３に並列にダ
イオード２８を介して抵抗２９が接続されてい
る。またフライバツク電圧を抑制するために、抵
抗２９に並列にコンデンサ３０が接続されてい
る。
（動作）
一対の電源端子１，４から直流電圧を供給する
と、抵抗１６、コンデンサ１５、３次巻線１４か
ら成る回路によつてコンデンサ１５の充電が開始
する。コンデンサ１５は、この容量C1と抵抗１
６の値R1による時定数R1C1に従つて充電され、
この両端電圧VC1は徐々に高くなる。FET５はス
レシホールド電圧VTH（立上り電圧）を有してい
るので、電源投入に同期して直ちにオンになら
ず、コンデンサ１５がスレシホールド電圧VTH以
上に充電された時にオンになる。FET５がオン
になると、第２図Ｃのt0〜t1、t3〜t4に示す如く
FET５のドレイン・ソース電圧VDSが低くなり、
逆に１次巻線３に電源電圧が印加されるために、
第２図Ｄに示す如く３次巻線１４に電圧V3が発
生し、この３次巻線V3が正帰還電圧となつて
FET５のゲートに印加される。電源端子１の電
圧は、３次巻線１４の電圧V3よりも高く設定さ
れているので、FET５がオンのt0〜t2、t3〜t4期
間でも充電され、コンデンサ電圧VC1と３次巻線
電圧V3との和の電圧がゲート電圧VGとなる。な
お、３次巻線１４に得られる正方向電圧に基づい
てFET５のソース・ゲート間容量を通る電流が
流れる。この結果、３次巻線１４の正方向電圧
は、コンデンサ１５の放電を許し、しかる後、コ
ンデンサ１５を逆方向の極性に充電する。FET
５がオンになると、第２図Ｂに示す如くドレイン
電流IDが、流れ、トランスの２次巻線６にダイオ
ード７をオンにする向きの電圧が発生し、これが
平滑されて出力電圧となる。
と、抵抗１６、コンデンサ１５、３次巻線１４か
ら成る回路によつてコンデンサ１５の充電が開始
する。コンデンサ１５は、この容量C1と抵抗１
６の値R1による時定数R1C1に従つて充電され、
この両端電圧VC1は徐々に高くなる。FET５はス
レシホールド電圧VTH（立上り電圧）を有してい
るので、電源投入に同期して直ちにオンになら
ず、コンデンサ１５がスレシホールド電圧VTH以
上に充電された時にオンになる。FET５がオン
になると、第２図Ｃのt0〜t1、t3〜t4に示す如く
FET５のドレイン・ソース電圧VDSが低くなり、
逆に１次巻線３に電源電圧が印加されるために、
第２図Ｄに示す如く３次巻線１４に電圧V3が発
生し、この３次巻線V3が正帰還電圧となつて
FET５のゲートに印加される。電源端子１の電
圧は、３次巻線１４の電圧V3よりも高く設定さ
れているので、FET５がオンのt0〜t2、t3〜t4期
間でも充電され、コンデンサ電圧VC1と３次巻線
電圧V3との和の電圧がゲート電圧VGとなる。な
お、３次巻線１４に得られる正方向電圧に基づい
てFET５のソース・ゲート間容量を通る電流が
流れる。この結果、３次巻線１４の正方向電圧
は、コンデンサ１５の放電を許し、しかる後、コ
ンデンサ１５を逆方向の極性に充電する。FET
５がオンになると、第２図Ｂに示す如くドレイン
電流IDが、流れ、トランスの２次巻線６にダイオ
ード７をオンにする向きの電圧が発生し、これが
平滑されて出力電圧となる。
FET５のオフ期間にはフライバツク電圧が発
生し、ドレイン・ソース間電圧VDSが第２図Ｃに
示す如く高くなる。また３次巻線１４には第２図
Ｄに示す如く、トランス２の残留磁気がリセツト
されるまでのt1〜t2の期間に逆方向の電圧が発生
する。
生し、ドレイン・ソース間電圧VDSが第２図Ｃに
示す如く高くなる。また３次巻線１４には第２図
Ｄに示す如く、トランス２の残留磁気がリセツト
されるまでのt1〜t2の期間に逆方向の電圧が発生
する。
次に、第１図のFET５のオン終了制御を説明
する。第１図のダイオード１７、コンデンサ１
８、ホトトランジスタ２０、抵抗２１、コンデン
サ２２は、可変バイアス回路として機能し、第３
図Ｃに示す如く直流バイアス電圧VBを供給する。
トランジスタ１９のベース・エミツタ間電圧VBE
は、電源検出用抵抗Riの電圧VAとバイアス電圧
VBとの和である。トランジスタ１９の立上り電
圧（スレシホールド電圧）が0.6Vであるとすれ
ば、VA＋VBが0.6Vに達した時にトランジスタ１
９がオンになる。バイアス電圧VBは平滑電圧で
あるので、短時間の間に変化しないが、電流検出
電圧VAは、第３図Ａに示すドレイン電流IDに対
応して変化する。そして、ドレイン電流IDは、ト
ランス１次巻線３を通つて流れるために、時間と
共に増大する。本発明に従う回路では、FET５
のオン開始時点における電流検出電圧VAとバイ
アス電圧VBとの和の電圧ではトランジスタ１９
がオンにならないように各部の定数が決定されて
いる。第３図Ｂに示す如く、電流検出電圧VAが
徐々に増大すると、トランジスタ１９のベース・
エミツタ間電圧VBEも徐々に高くなり、ついに立
上り電圧（0.6V）に達し、トランジスタ１９が
オンになる。これにより、トランジスタ１９と抵
抗Riとによつてゲート・ソース間が短絡され、
ゲート電圧VGがスレシホールド電圧VTH以下に低
下し、FET５がオフに転換する。トランジスタ
１９のオンがストレージタイムにより保持されて
いる間にコンデンサ１５の電荷が、ダイオード
D1、トランジスタ１９、抵抗Ri、３次巻線１４
の回路で放出される。FET５がオフに転換する
と、フライバツク電圧が発生し、３次巻線１４に
逆方向の電圧が発生すると共に、コンデンサ１５
の電圧が低下するので、FET５のオフが維持さ
れる。この例では、コンデンサ１５がFET５の
オフ転換時点から再び充電され、一定時間後に再
びFET５がオンになる。
する。第１図のダイオード１７、コンデンサ１
８、ホトトランジスタ２０、抵抗２１、コンデン
サ２２は、可変バイアス回路として機能し、第３
図Ｃに示す如く直流バイアス電圧VBを供給する。
トランジスタ１９のベース・エミツタ間電圧VBE
は、電源検出用抵抗Riの電圧VAとバイアス電圧
VBとの和である。トランジスタ１９の立上り電
圧（スレシホールド電圧）が0.6Vであるとすれ
ば、VA＋VBが0.6Vに達した時にトランジスタ１
９がオンになる。バイアス電圧VBは平滑電圧で
あるので、短時間の間に変化しないが、電流検出
電圧VAは、第３図Ａに示すドレイン電流IDに対
応して変化する。そして、ドレイン電流IDは、ト
ランス１次巻線３を通つて流れるために、時間と
共に増大する。本発明に従う回路では、FET５
のオン開始時点における電流検出電圧VAとバイ
アス電圧VBとの和の電圧ではトランジスタ１９
がオンにならないように各部の定数が決定されて
いる。第３図Ｂに示す如く、電流検出電圧VAが
徐々に増大すると、トランジスタ１９のベース・
エミツタ間電圧VBEも徐々に高くなり、ついに立
上り電圧（0.6V）に達し、トランジスタ１９が
オンになる。これにより、トランジスタ１９と抵
抗Riとによつてゲート・ソース間が短絡され、
ゲート電圧VGがスレシホールド電圧VTH以下に低
下し、FET５がオフに転換する。トランジスタ
１９のオンがストレージタイムにより保持されて
いる間にコンデンサ１５の電荷が、ダイオード
D1、トランジスタ１９、抵抗Ri、３次巻線１４
の回路で放出される。FET５がオフに転換する
と、フライバツク電圧が発生し、３次巻線１４に
逆方向の電圧が発生すると共に、コンデンサ１５
の電圧が低下するので、FET５のオフが維持さ
れる。この例では、コンデンサ１５がFET５の
オフ転換時点から再び充電され、一定時間後に再
びFET５がオンになる。
FET５がオンからオフに転換する時点は、電
流検出電圧VAとバイアス電圧VBとに依存して変
化する。第３図のt1〜t2期間は、入力電圧（電源
電圧）が小の場合、t2〜t3期間は入力電圧が大の
場合、t3〜t4の期間はドレイン電流（負荷電流）
が大の場合、t4〜t5の期間はドレイン電流が小の
場合の各部の波形を示す。t1〜t2の入力電圧が小
の場合には、オン開始時のドレイン電流ID及び電
流検出電圧VAも小になるので、第３図Ｄに示す
如くVBEが0.6Vに達するまでに比較的長い時間が
かかり、オン時間幅が長くなる。
流検出電圧VAとバイアス電圧VBとに依存して変
化する。第３図のt1〜t2期間は、入力電圧（電源
電圧）が小の場合、t2〜t3期間は入力電圧が大の
場合、t3〜t4の期間はドレイン電流（負荷電流）
が大の場合、t4〜t5の期間はドレイン電流が小の
場合の各部の波形を示す。t1〜t2の入力電圧が小
の場合には、オン開始時のドレイン電流ID及び電
流検出電圧VAも小になるので、第３図Ｄに示す
如くVBEが0.6Vに達するまでに比較的長い時間が
かかり、オン時間幅が長くなる。
t2〜t3の入力電圧が大の場合には、オン開始時
の電流検出電圧VAが高くなるので、VBEが0.6Vに
達するまでの時間が短かくなる。
の電流検出電圧VAが高くなるので、VBEが0.6Vに
達するまでの時間が短かくなる。
t3〜t4のドレイン電流IDが大の場合には、電圧
降下が大きいために出力電圧が低下する傾向とな
り、誤差出力及び発光ダイオード２７の光量が低
下し、ホトトランジスタ２０の抵抗値が大にな
り、ホトトランジスタ２０と抵抗２１との分圧回
路から得られるバイアス電圧VBが低くなる。こ
のため、ドレイン電流IDが大きくても、トランジ
スタ１９のVBEが0.6Vに達するまでの時間が長く
なり、必要なオン時間幅が得られる。
降下が大きいために出力電圧が低下する傾向とな
り、誤差出力及び発光ダイオード２７の光量が低
下し、ホトトランジスタ２０の抵抗値が大にな
り、ホトトランジスタ２０と抵抗２１との分圧回
路から得られるバイアス電圧VBが低くなる。こ
のため、ドレイン電流IDが大きくても、トランジ
スタ１９のVBEが0.6Vに達するまでの時間が長く
なり、必要なオン時間幅が得られる。
t4〜t5のドレイン電流が小の場合には、、出力
電圧が高くなる傾向になり、誤差出力及び発光ダ
イオード２７の光量が大きくなり、ホトトランジ
スタ２０の抵抗値が小になり、バイアス電圧VB
が第３図Ｃに示す如く高くなる。このため、ドレ
イン電流IDの振幅が小さくても、第３図Ｄに示す
如く比較的早くVBEが0.6Vに達する。
電圧が高くなる傾向になり、誤差出力及び発光ダ
イオード２７の光量が大きくなり、ホトトランジ
スタ２０の抵抗値が小になり、バイアス電圧VB
が第３図Ｃに示す如く高くなる。このため、ドレ
イン電流IDの振幅が小さくても、第３図Ｄに示す
如く比較的早くVBEが0.6Vに達する。
上述から明らかな如く、この回路はスイツチン
グトランジスタの飽和を利用した自励直流−直流
変換器でないので、第２図に示すオン時間TONと
オフ時間TOFFとの和から成るオン・オフ周期は、
負荷が変動してもあまり変化しない。このため、
軽負荷時におけるスイツチング回数の増大が抑制
され、スイツチング損失が少なくなる。また、オ
ン・オフ形式であるにも拘らず、自励発振が可能
になる。また回路構成の簡略化及び小型化ができ
る。
グトランジスタの飽和を利用した自励直流−直流
変換器でないので、第２図に示すオン時間TONと
オフ時間TOFFとの和から成るオン・オフ周期は、
負荷が変動してもあまり変化しない。このため、
軽負荷時におけるスイツチング回数の増大が抑制
され、スイツチング損失が少なくなる。また、オ
ン・オフ形式であるにも拘らず、自励発振が可能
になる。また回路構成の簡略化及び小型化ができ
る。
〔第２の実施例〕
次に、第３図及び第４図に示す本発明の第２の
実施例を説明する。但し、第１図及び第２図と共
通する部分には、同一の符号を付してその説明を
省略する。
実施例を説明する。但し、第１図及び第２図と共
通する部分には、同一の符号を付してその説明を
省略する。
この実施例では、コンデンサ１５に並列にダイ
オード３１を介してトランジスタ３２が接続さ
れ、このトランジスタ３２のベースが抵抗３３を
介して３次巻線１４の下端に接続されている。従
つて、FET５のオフ期間でフライバツク電圧が
発生し、逆方向電圧が３次巻線１４に発生する
と、トランジスタ３２がオンになり、コンデンサ
１５の電荷が放出される。このため、コンデンサ
１５の充電は、トランス２のリセツト後に開始さ
れる。これにより、トランス２のリセツト前にゲ
ート電圧VGがスレシホールド電圧VTHに達するこ
とを完全に阻止できる。また、トランス２のリセ
ツト終了時にトランス２の１次巻線３に振動（図
示せず）が生じるが、コンデンサ１５が放電され
た状態にあるため、FET５が誤まつてオンに転
換するおそれがない。
オード３１を介してトランジスタ３２が接続さ
れ、このトランジスタ３２のベースが抵抗３３を
介して３次巻線１４の下端に接続されている。従
つて、FET５のオフ期間でフライバツク電圧が
発生し、逆方向電圧が３次巻線１４に発生する
と、トランジスタ３２がオンになり、コンデンサ
１５の電荷が放出される。このため、コンデンサ
１５の充電は、トランス２のリセツト後に開始さ
れる。これにより、トランス２のリセツト前にゲ
ート電圧VGがスレシホールド電圧VTHに達するこ
とを完全に阻止できる。また、トランス２のリセ
ツト終了時にトランス２の１次巻線３に振動（図
示せず）が生じるが、コンデンサ１５が放電され
た状態にあるため、FET５が誤まつてオンに転
換するおそれがない。
本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形例が可能なものである。
く、例えば次の変形例が可能なものである。
(a) 逆流阻止用ダイオードD1をゲートとコンデ
ンサ１５との間に移してもよい。
ンサ１５との間に移してもよい。
(b) FET５をバイポーラトランジスタに置き換
えることができる。また、ホトトランジスタ２
５の代りにバイポーラトランジスタを接続し、
これを誤差増幅器２３の出力で制御するように
してもよい。また、トランジスタ１９をFET
にすることができる。
えることができる。また、ホトトランジスタ２
５の代りにバイポーラトランジスタを接続し、
これを誤差増幅器２３の出力で制御するように
してもよい。また、トランジスタ１９をFET
にすることができる。
(c) 変換用スイツチング素子を、FET又はバイ
ポーラトランジスタを直列又は並列に接続した
複数のスイツチング素子で構成してもよい。
ポーラトランジスタを直列又は並列に接続した
複数のスイツチング素子で構成してもよい。
(d) トランス２に電源用に４次巻線を設け、ここ
にダイオード１７とコンデンサ１８とから成る
電源回路を接続してもよい。また、電源端子１
にホトトランジスタ２０と抵抗２１とから成る
分圧回路を接続するようにしてもよい。
にダイオード１７とコンデンサ１８とから成る
電源回路を接続してもよい。また、電源端子１
にホトトランジスタ２０と抵抗２１とから成る
分圧回路を接続するようにしてもよい。
(e) 抵抗１６の上端を１次巻線３の下端に接続し
てもよい。
てもよい。
上記発明によれば、変換用スイツチのオフ幅を
実質的に固定、オン幅可変の自励式の直流−直流
変換器を簡単な回路構成で得ることができる。
実質的に固定、オン幅可変の自励式の直流−直流
変換器を簡単な回路構成で得ることができる。
第１図は本発明の第１の実施例に係わる直流−
直流変換器を示すブロツク図、第２図は第１図の
各部の波形図、第３図は入力電圧変化時及び電流
変化時における第１図の各部の状態を示す波形
図、第４図は第２の実施例の直流−直流変換器を
示す回路図である。 １……電源端子、３……１次巻線、５……
FET、６……２次巻線、１１……整流平滑回路、
１４……３次巻線、１５……コンデンサ、１６…
…抵抗、１７……ダイオード、１８……コンデン
サ、１９……トランジスタ、２０……ホトトラン
ジスタ。
直流変換器を示すブロツク図、第２図は第１図の
各部の波形図、第３図は入力電圧変化時及び電流
変化時における第１図の各部の状態を示す波形
図、第４図は第２の実施例の直流−直流変換器を
示す回路図である。 １……電源端子、３……１次巻線、５……
FET、６……２次巻線、１１……整流平滑回路、
１４……３次巻線、１５……コンデンサ、１６…
…抵抗、１７……ダイオード、１８……コンデン
サ、１９……トランジスタ、２０……ホトトラン
ジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源から供給される電圧をオン・オフす
るものであり、制御端子の電圧がスレツシホール
ド電圧に達した時にオンになるように構成されて
いる変換用スイツチと、 前記変換用スイツチのオン・オフに対応した出
力電圧を得るための電圧変換用巻線及びこの電圧
変換用巻線に電磁結合され、前記変換用スイツチ
をオン駆動するために前記制御端子に接続された
スイツチ駆動巻線を有するトランスと、 前記電圧変換用巻線の出力側に接続された整流
平滑回路と、 充電電圧によつて前記変換用スイツチをオン駆
動するように前記スイツチ駆動巻線に直列に接続
されたコンデンサと、 前記コンデンサを充電するための充電回路と、 制御電圧が所定値に達したことに応答して導通
状態になつて前記変換用スイツチをオフ制御する
ように前記変換用スイツチに接続された制御素子
と、 前記変換用スイツチに流れる電流に対応する電
流検出電圧を得るための電流検出回路と、 前記整流平滑回路の出力電圧と基準電圧との差
に対応した出力を発生する定電圧制御回路と、 前記定電圧制御回路の出力に対応した直流バイ
アス電圧を発生するように形成され且つ前記直流
バイアス電圧と前記電流検出電圧との和を制御電
圧として前記制御素子に供給するように前記制御
素子と前記電流検出回路とに接続されたバイアス
回路と から成る直流−直流変換器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61006669A JPS62166777A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
| US07/004,345 US4763235A (en) | 1986-01-16 | 1987-01-15 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61006669A JPS62166777A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62166777A JPS62166777A (ja) | 1987-07-23 |
| JPH0357713B2 true JPH0357713B2 (ja) | 1991-09-03 |
Family
ID=11644778
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61006669A Granted JPS62166777A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4763235A (ja) |
| JP (1) | JPS62166777A (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63138881U (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-13 | ||
| JPH01117656A (ja) * | 1987-10-29 | 1989-05-10 | Fanuc Ltd | スイッチングレギュレータ |
| US4914560A (en) * | 1987-11-30 | 1990-04-03 | Goldstar Co., Ltd. | Protection circuit for switching mode power supply circuit |
| JPH02159975A (ja) * | 1988-12-09 | 1990-06-20 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型コンバータ |
| US5289101A (en) * | 1990-04-27 | 1994-02-22 | Fuji Electric Co., Ltd. | Battery charger with charging current controller |
| US5089947A (en) * | 1990-06-29 | 1992-02-18 | International Business Machines Corporation | Power supply circuit featuring minimum parts count |
| FR2687513B1 (fr) * | 1992-02-18 | 1995-11-24 | Int Rectifier Corp | Alimentation resonnante a auto-generation et procede de production d'energie pour un circuit de commutation a transistors. |
| US5706183A (en) * | 1994-06-27 | 1998-01-06 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Inverter power supply with single discharge path |
| US5586016A (en) * | 1994-07-05 | 1996-12-17 | Motorola, Inc. | Circuit for quickly energizing electronic ballast |
| US5657218A (en) * | 1994-09-07 | 1997-08-12 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | Switch mode power supply circuit |
| JP2917871B2 (ja) * | 1995-09-22 | 1999-07-12 | 株式会社日本プロテクター | 無停電性スイッチングレギュレータ |
| US5822199A (en) * | 1996-12-18 | 1998-10-13 | Lucent Technologies Inc. | Controller for a power switch and method of operation thereof |
| JP3381769B2 (ja) * | 1997-10-17 | 2003-03-04 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| JP3273598B2 (ja) * | 1998-01-28 | 2002-04-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JPH11235036A (ja) * | 1998-02-09 | 1999-08-27 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| US6154081A (en) * | 1999-06-15 | 2000-11-28 | Delphi Technologies, Inc. | Load circuit having extended reverse voltage protection |
| EP1160963A3 (en) * | 2000-05-31 | 2004-02-04 | Sanken Electric Co., Ltd. | DC-to-DC converter |
| TW587362B (en) * | 2000-11-10 | 2004-05-11 | Delta Electronics Inc | Light-load detection method and detection circuit of switching type power source system |
| DE112004002911T5 (de) * | 2004-06-23 | 2007-06-28 | Salcomp Oyj | Verfahren und Schaltung zum Begrenzen der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils und ein Schaltnetzteil |
| US7671578B2 (en) * | 2006-07-11 | 2010-03-02 | System General Corp. | Detection circuit for sensing the input voltage of transformer |
| JP4367530B2 (ja) * | 2007-06-01 | 2009-11-18 | ブラザー工業株式会社 | 画像形成装置 |
| TWI404086B (zh) * | 2009-07-29 | 2013-08-01 | Wun Chih Liu | 功率因數補償變壓器及其構成之直流電壓至交流電壓轉換裝置 |
| JP5683241B2 (ja) * | 2010-12-06 | 2015-03-11 | キヤノン株式会社 | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
| JP5519861B2 (ja) * | 2012-02-09 | 2014-06-11 | パナソニック株式会社 | 電源回路 |
| US11017941B2 (en) | 2016-11-17 | 2021-05-25 | Tdk Electronics Ag | Isolation transformer with low unwanted resonances, energy transfer device having an isolation transformer and energy transfer device for wireless transfer of energy having an isolation transformer |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5218364B2 (ja) * | 1972-11-18 | 1977-05-21 | ||
| JPS596146B2 (ja) * | 1979-08-03 | 1984-02-09 | 日本電信電話株式会社 | 直流・直流変換回路 |
| JPS5825581A (ja) * | 1981-08-10 | 1983-02-15 | Nissan Motor Co Ltd | プラズマ点火装置 |
| JPS58116070A (ja) * | 1981-12-29 | 1983-07-11 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPS5978A (ja) * | 1982-06-22 | 1984-01-05 | 株式会社ナカ技術研究所 | 避難装置 |
| JPS59148563A (ja) * | 1983-02-08 | 1984-08-25 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
-
1986
- 1986-01-16 JP JP61006669A patent/JPS62166777A/ja active Granted
-
1987
- 1987-01-15 US US07/004,345 patent/US4763235A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62166777A (ja) | 1987-07-23 |
| US4763235A (en) | 1988-08-09 |
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