JPH02131330A - 高調波補償装置の制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的Ｊ （産業上の利用分野） 本発明は，一般産業用動力設備等における電力系統の高
調波電流を能動的に補償する高調波補償装置の制御方式
に関する． （従来の技術） 自励式電力変換器を用いた能動型の高調波補償装置は．
低次から比較的高次の周波数範囲を連続的に補償可能で
あり、同調周波数が固定されている受動型の高調波補償
装置に比べ柔軟性に富み性能的にも優れた点が多い。た
だし，従来の技術では補償可能な周波数領域は装置の設
計により予め定まった範囲となっている． 従来技術による高調波補償装置の制御方式を第５図に示
す。同図において、３は交流電源系統、４は高調波発生
負荷、５は自励式電力変換器およびエネルギ蓄積要素で
構成される高調波補償変換器であり、　それぞれに対応
して電源電流■ｓ５負荷電流１，、補償電流工。が流れ
る．ここで、負荷電流ＩＬには高調波が含まれており、
　これに対し補償仕様に基づいて補償電流工。を流すこ
とによって電源電流ｒｓの高調波は仕様値以下に低減さ
れる．これらの電流の関係は、図示の方向を正にとれば
（Ｉｓ＝ＩＬ＋Ｉｃ）と表わされる．制御回路において
は，電流検出器６からの負荷電流検出信号ｉＬが基本波
除去回路３１により高調波電流信号ｉＨとなり、　さら
に極性反転回路３２によって前記高調波電流信号ｉＨと
ちょうど逆位相の補償電流指令信号ｉｃ＊が得られる．
この補償電流指令信号ｉｃ＊と電流検出器７からの補償
電流帰還信号ｉ（Ｈを加算器３３に比較し、　その偏差
がゼロに、あるいは十分に小さくなるように電流制御回
路３４が前記高調波補償変換器５を制御している。

第６図は、上述の高調波補償装置の周波数特性の一例で
ある．横軸は次数ｆ＋−＋／ｆ＾を対数目盛りで、縦軸
は負荷電流工Ｌに対する補償電流工ｃのゲインＩＡＩを
デシベルで表わしてある．周波数特性曲線４３が示すよ
うに基本波に対しては十分ゲインが低く、高調波に対し
てはＯ　（ｄＢ）を確保している。より高次の高調波領
域でゲインが低下しているのは電流制御上の応答の制約
によるものである。

（発明が解決しようとする課題） 以上のような高調波補償装置によれば，補償対象領域の
高調波を一様に補償でき性能的には非常に望ましいが、
容量・外形が大きく、高価なものとなる。一般的な用途
においては、このような高性能の装置よりも，電源系統
に悪影響を及ぼす主要な高調波については十分に補償す
る性能を備えた上で小容量・小形・低価格な装置が要求
されている． 電源系統に悪影響を与える高調波としては，比較的低次
の場合が多く、中でも系統のインダクタンスと力率改善
用コンデンサ等のりアクタンス間の振動、いわゆる反共
振現象を誘発するのは系統の一般的なリアクタンス値か
ら、２次から４次程度となる場合が多い。また、高調波
発生負荷群の中にサイクロコンバータ装置や静止セルビ
ウス装置等のように，運転状態に応じて発生する高調波
が変化したリビート現象が発生する負荷があると、その
運転状態により上述の反共振点を通過する度に系統の電
圧・電流に振動が発生することになる．本発明の目的は
、実用上必要十分な補償性能を備えた上で小容量・小形
・低価格な高調波補償装置を実現するための制御方式、
すなわち電源系統に悪影響を与える主要な高調波に注目
してこれを重点的に補償する高調波補償装置の制御方式
を提供することである． 〔発明の構成〕 （課題を解決するための手段） 第１図に本発明の構成を示す．電源系統３と高調波発生
負荷４との間に並列に高調波補償変換器５が接続されて
おり、この高調波補償変換器５を第１の制御回路１と第
２の制御回路２によって制御している． 第１の制御回路は、高調波発生負荷４からの運転状態信
号ｆに基づいて、変化し得る特定高調波の次数を推定演
算する特定高調波次数演算回路ＩＦと、この出力である
特定高調波次数推定信号ｆに対応する特定高調波電流信
号ＩＨｚを負荷電流検出信号ｉＬから抽出する特定高調
波抽出回路ＩＡと、前記特定高調波電流信号ＩＨｔの極
性を反転して第１の補償電流指令信号１０１”を得る極
性反転回路ＩＢと、　この第１の補償電流指令信号ｉ。

一と前記第２の制御回路の出力である第２の補償電流指
令信号ｉＣｓ”を加算して補償電流指令信号ｉ。京を得
る加算器ＩＣと、この補償電流指令信号ｉｃ＊に一致す
るように補償電流帰還信号ｉ（を制御する電流制御回路
ＩＥから構成される． 第２の制御向路は、負荷電流検出信号ｉしから所定次数
範囲の高調波電流信号ＩＨｚを抽出する所定次数範囲高
調波抽出回路２Ａと，この高調波電流信号ＩＨｚの極性
を反転して第２の補償電流指令信号ｉｃ一を得る極性反
転回路２Ｂから構成される．なお、高調波発生負荷４の
運転状態に基づく特定高調波のみを補償する場合には、
前記第２の制御回路は不要である． （作用） 第１図において、高調波発生負荷４の運転状態信号ｆか
ら、電源系統に悪影響を与える可能性の高い特定高調波
の次数を特定高調波次数演算回路ＩＦによって推定演算
し、特定高調波次数推定信号？を得る。また，特定高調
波抽出回路ＩＡは、負荷電流検出回路ｉＬの中から特定
高調波次数推定信号ｆに対応する特定高調波電流信号Ｉ
Ｈｉを演算により抽出し、これを極性反転回路ＩＢによ
り極性反転して逆位相の信号，すなわち前記特定高調波
に対応する第１の補償電流指令信号ｌｅｔ京を得る。

一方，所定次数範囲高調波抽出回路２Ａは、負荷電流検
出信号ｉＬから前記特定高調波以外の所定次数範囲の高
調波電流信号ＩＨｚを演算により抽出し、これを極性反
転回路２Ｂにより極性反転して逆位相の信号，すなわち
前記所定次数範囲高調波に対応する第２の補償電流指令
信号ｉ。一を得る。

前記第１の補償電流指令信号ｉｃｉ東と第２の補償電流
指令信号ｉ（Ｈ−を加算器１Ｃにて加算して補償電流指
令信号ｉｃ＊とじ、加算器ＩＤにて補償電流帰還信号ｉ
ｃと比較して、その偏差がゼロに、あるいは十分に小さ
くなるように電流制御回路ＩＥが高調波補償変換器５を
制御する。

第２図は、上述の制御方式による高調波補償装置の補償
特性を示す周波数特性の一例である。横軸は次数ｆｕ／
ｆ＾を対数目盛りで，縦軸は負荷電流ＩＬに対する補償
電流ｉ（のゲインＩＡＩをデシベルで表わしている．同
図において、４１は第一の制御回路による周波数特性曲
線、４２は第二の制御回路による周波数特性曲線である
。この例は、電源系統に悪影響を与える比較的低次の特
定高調波を４１の特性で，その他比較的高次領域の高調
波を４２の特性で補償した場合を示している。なお、４
１の特性は破線で図示したように前記特定高調波の次数
の変化に対して自動的に可変制御される。

（実施例） 本発明の第一の実施例として，静止セルビウス装置の高
調波補償の例を示す。

第３図はこの構成図であり、交流電源系統３に巻線形誘
導電動機９Ａの一次巻線が接続され、二次巻線には静止
セルビウス装＠４Ａ、およびこれ？並列に高調波補償変
換器５が接続されている．静止セルビウス装置４Ａは周
知のように，整流器、リアクトル、インバータ、回生変
圧器等から成って、巻線形誘導電動機の二次電力を制御
する装置であり、その出力は再び交流電源系統３に接続
されている． １は前記高調波補償変換器５の第１の制御回路であり、
静止セルビウス装置４Ａからのすベリ信号Ｓに基づいて
、変化し得る特定高調波の次数を推定演算する特定高調
波次数演算回ｆｌｌ７と，この出力である特定高調波次
数推定信号ｆに対応した二相単位正弦波信号ｅｆを発生
する正弦波発振回路１８と、前記二相単位正弦波信号ｅ
ｆを用いて負荷電流検出信号ｉＬから瞬時実電力信号ｐ
１および瞬時虚電力信号ｑ１を演算する電力演算回路ｌ
１と、この瞬時実電力信号ｐ１および瞬時虚電力信号ｑ
．から交流成分を除去するローパスフィルタ１２と、こ
の出力である瞬時実電力信号および瞬時虚電力信号の直
流成分丁■，可、の極性をを．反転して補償実電力指令
信号ｉ■束および補償虚電力指令信号互，東を得る極性
反転回路１３と、前記二相単位正弦波信信号ｅｆを用い
て補償実電力指令信号丁，＊および補償虚電力指令信号
ｉｉ京から補償電流指令信号ｉｏ＊を演算する補償電流
演算回路１４と、この補償電流指令信号ｉｃ＊と補償電
流帰還信号ｉ。とを比較して偏差を算出する加算器１５
と，この偏差がゼロに，あるいは十分に小さくなるよう
に前記高調波補償変換器５を制御する電流制御回路１６
から基本回路が構成されている。

前記特定高調波次数の変化範囲に基本波が含まれる場合
には，さらに電源電圧検出信号ｅＡｏから基本波周波数
信号ｆＡｏを検出する基本波検出回路ｌ９と、この基本
波周波数信号ｆＡｏと前記特定高調波次数推定信号ｆが
一致したとき、または両者の差が所定値以下となったと
きに電流指令停止信号ｒ　ＣＵＴを出力する比較回路２
０が設けられる。

静止セルビウス装置は，周知のように負荷電流Ｉ．に（
６ｎ±１）Ｓ−ｆ＾（ただし，６相整流器の場合で、Ｓ
はすべり，　ｆ＾は交流電源周波数、ｎ＝１、２，・・
・）の高調波成分を含んでいる。中でも特にｎ　＝　１
の第５ｍ波成分の含有率が最も大きく、この成分は巻線
形誘導電動機の一次側に（１−６８−ｆＡ）となって現
われる。ここでは、巻線形誘導電動機の二次側において
，上述の（５Ｓ・ｆ＾）成分を特定高調波として説明す
る．本実施例では、静止セルビウス装置４Ａからの運転
状態信号に巻線形誘導電動機のすベリＳと基本波周波数
信号ｆＡｏを用い、特定高調波次数演算回路１７にてｆ
＝５Ｓ−ｆＡｏで与えられる特定高調波次数推定信号ｆ
を演算し，この特定高調波次数推定信号ｆに対する二相
単位正弦波信号８ｆを正弦波発振回路１８によって発生
する．一方、電流検出器６にて検出された負荷電流検出
信号ｉＬは電力演算回路１１にて三相／二相変換され，
さらに前記二相単位正弦波信号θｆと電力演算されて瞬
時実電力信号ｐ１および瞬時虚電力信号ｑエを得る．こ
の瞬時実電力信号ｐ，および瞬時虚電力信号ｑ１には前
記二相単位正弦波信号ｅｆの周波数成分が直流として、
その他の周波数成分が交流として現われることから，ロ
ーバスフィルタ１２を通してそれぞれの直流成分丁い１
１が得られる．この瞬時実電力信号および瞬時虚電力信
号の直流成分丁，，互、の極性をを反転して補償実電力
指令信号百一および補償虚電力指令信号Ｑｚ”とし、再
び二相単位正弦波信号ｅｆを用いて前記電力演算の逆演
算を施すことによって補償電流指令信号ｉ。＊が得られ
、この補償電流指令信号ｉｃ＊に電流検出器７からの補
償電流帰還信号ｉｃが一致するように電流制御回路１６
が高調波補償変換器５を制御する。

また、前記特定高調波次数の変化範囲に基本波が含まれ
る場合には，計器用変圧器８により検出された電源電圧
検出信号ｅＡｏから基本波検出回路１９によって基本波
周波数信号ｆＡｏを検出し、比較回路２０により特定高
調波次数推定信号ｆとの一致を常時比較し、一致した場
合、または両者の差が所定値以下となった場合にのみ電
流指令停止信号ｒ　ｃｕｔを出力して前記補償電流演算
回路１４の出力をゼロにする。

以上述べたように、本実施例によれば静止セルビウス装
置の運転状態、すなわちすべりの変化によって特定高調
波の次数が変化しても、この特定高調波のみを効果的に
補償することができる．このように、電源系統に悪影響
を与える主要な高調波に注目してこれを重点的に補償し
，他のさほど問題とならない高調波の補償を行なわない
ことによって、高調波補償変換器の容量を大幅に低減す
ることができ、小形・低価格の高調波補償装置が実現で
きる。

本発明の他の実施例として，サイクロコンパータ装置の
高調波補償の例を示す． 第４図はこの構成図であり、交流電源系統３に交流電動
機９Ｂを駆動するサイクロコンバータ装置４Ｂが接続さ
れ、これと並列に高調波補償変換器５が接続されている
． １は前記高調波補償変換器５の第１の制御回路であるが
，前述の第１の実施例第３図と同一構成であるので、内
部図、および説明は省略する．２は前記高調波補償変換
器５の第二の制御回路であり、三相の電源電圧検出信号
ｅＡｏから基本波二相単位正弦波信号ｅ＾を得る王相／
二相変換回路２６と、前記基本波二相単位正弦波信号ｅ
Ａを用いて負荷電流検出信号ｉＬから瞬時実電力信号ｐ
２および瞬時虚電力信号ｑ２を演算する電力演算回路２
１と、　この瞬時実電力信号ｐ２および瞬時虚電力信号
ｑ２から直流成分を除去するハイバスフィルタ２２と、
この出力である瞬時実電力信号および瞬時虚電力信号の
交流成分ｐ２、ｑ２の極性をを反転して補償実電力指令
信号Ｐ一および補償虚電力指令信号τ一を得る極性反転
回路２３と，前記基本波二相単位正弦波信号８Ａを用い
て補償実電力指令信号ｐ一および補償虚電力指令信号ｑ
一から第二の補償電流指令信号ｉｃａ”を演算する補償
電流演算回路２４と、　この第二の補償電流指令信号ｉ
。２京と前記第１の制御回路１から第一の補償電流指令
信号ｌｅｔ”を加算して補償電流指令信号ｉｃ京を算出
する加算塁２５から構成されている．サイクロコンバー
タ装置は，その主回路、および制御回路の方式により発
生高調波が異なり、また出力周波数，出力電圧，出力側
力率の変化により複雑に変化する．例えば、基本波回り
の側帯波と呼ばれる高調波は．（ｆｃｏ＝ｆＡ±６ｎ−
ｆｏ）（ただし、ｆＡは交流電源周波数、ｆ．は出力周
波数，ｎ＝１、２，・・・）で表わされ，出力周波数ｆ
．に応じてその次数が変化する。ここでは、ｎ＝１とし
て（ｆｃｕ＝ｆ＾＋６ｆＯ）成分を特定高調波として説
明する． 本実施例では、サイクロコンバータ装ｆｆｌ４Ｂからの
運転状態信号に出力周波数信号ｆ．を用い、特定高調波
次数演算回路１７にて前記特定高調波の次数を推定演算
する．以降、第一の制御回路１の動作は、前記第一の実
施例に同様であるので省略する． 一方、高調波補償変換器５の第二の制御回路２において
は，計器用変圧器８にて検出した三和の電源電圧検出信
号ｅＡｏから三相／二相変換回路２６に基本波二相単位
正弦波信号ｅ＾を得ている．また、電流検出器６にて検
出された負荷電流検出信号ｉＬは電力演算回路２１にて
三相／二相変換され、さらに前記基本波二相単位正弦波
信号ｅ＾と電力演算されて瞬時実電力信号ｐ２　および
瞬時虚電力信号ｑ２を得る．この瞬時実電力信号ｐ，お
よび瞬時虚電力信号ｑ２　には前記基本波二相単位正弦
波信号８Ａの周波数成分が直流として、　その他の周波
数成分もそれぞれ１次ずつ下がった交流として現われて
おり，ハイバスフィルタ２２の特性設計により比較的高
次領域の高調波に対応する瞬時実電力信号Ｐ２および瞬
時虚電力信号ｑヨの交流成分ｐ，、ｑ２を得ている．こ
の瞬時実電力信号および瞬時虚電力信号の交流成分Ｐａ
ｔ　ｑ＊の極性をを反転して補償実電力指令信号Ｐｇ’
および補償虚電力指令信号ｑ一とし、再び前記基本波二
相単位正弦？信号８Ａを用いて前記電力演算の逆演算を
施すことによって第二の補償電流指令信号１ｃｚ＊が得
られ、加算器２５にて前記第１の制御回路１からの第一
の補償電流指令信号ｌｅｉ”を加算して補償電流指令信
号ｉｃ東を算出し、この補償電流指令信号ｉｃ東に電流
検出器７からの補償電流帰還信号ｉｃが一致するように
電流制御される．ここで、第一の補償電流指令信号ｉ（
■東は変化し得る比較的低次の特定高調波を、また第二
の補償電流指令信号ｌｃｚ’は比較的高次領域の高調波
を補償する指令信号である。

以上述べたように、本実施例によればサイクロコンバー
タ装置の運転状態、すなわち出力周波数の変化によって
比較的低次の特定高調波の次数が変化しても、これに合
わせて補償特性が自動的に変化して補償を行い、また所
定次数の比較的高次領域の高調波も併せて補償すること
ができる．このように、電源系統に悪影響を与える主要
な高調波に注目してこれを重点的に補償し，比較的高次
領域の高調波補償についても必要な範囲で必要に応じて
併用することによって、実用上の補償性能は確保しなが
ら高調波補償変換器の容量を低減することができ，小形
・低価格の高調波補償装置が実現できる。

以上静止セルビウス装置とサイクロコンバータ装置に適
用した二つの実施例を説明したが、高調波発生負荷とし
てはこれに限定するものではない．また、高調波発生負
荷からの運転状態信号についても両実施例で示したすべ
りや出力周波数に限定するものではなく、発生高調波に
係わる運転状態信号であればどのような信号でも用いる
ことができる． 〔発明の効果〕 本発明によれば、高調波発生負荷の運転状態により変化
し、しかも電源系統に悪影響を与える主要な高調波に注
目してこれを重点的に補償し、必要に応じて比較的高次
領域の高調波補償も併用可能な制御方式を用いることに
よって、実用上の補償性能は確保しながら高調波補償変
換器の容量を大幅に低減することができ、小形で経済的
な高調波補償装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による高調波補償装置の制御方式を示す
構成図、第２図は本発明による補償特性例を示す周波数
特性図，第３図は本発明による第一の実施例を示す構成
図、第４図は本発明による第二の実施例を示す構成図、
第５図は従来技術による高調波補償装置の制御方式を示
す構成図、第６図は従来技術による補償特性例を示す周
波数特性図である． １・・・高調波補償変換器の第一の制御回路ＩＡ・・・
特定高調波抽出回路 １Ｂ・・・極性反転回路　１Ｇ，ＬＤ・・・加算器ＩＥ
・・・電流制御回路 １Ｆ・・・特定高調波次数推定演算回路２・・・高調波
補償変換器の第二の制御回路２Ａ・・・所定次数範囲高
調波抽出回路２Ｂ・・・極性反転回路　３・・・交流電
源系統４・・・高調波発生負荷　５・・・高調波補償変
換塁６，７・・・電流検出鼎 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　弟子丸　健 第 図 第 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電源系統と高調波発生負荷、または高調波発生負荷群と
   の間の系統ラインに設けられた高調波補償装置の制御回
   路において、前記高調波発生負荷、または高調波発生負
   荷群からの運転状態信号に基づいて特定高調波の次数を
   推定演算する特定高調波次数演算手段と、この特定高調
   波次数演算手段の出力に対応する特定高調波成分を負荷
   電流から抽出する特定高調波抽出手段と、この特定高調
   波抽出手段の出力の極性を反転して第１の補償電流指令
   信号を得る極性反転手段と、前記第１の補償電流指令信
   号に一致するように前記高調波補償装置の出力電流を制
   御する電流制御手段を備えることによって、全高調波電
   流中の特定高調波電流を補償することを特徴とする高調
   波補償装置の制御方式。