JPH0433527A - 高調波補償装置 - Google Patents
高調波補償装置Info
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- JPH0433527A JPH0433527A JP2140746A JP14074690A JPH0433527A JP H0433527 A JPH0433527 A JP H0433527A JP 2140746 A JP2140746 A JP 2140746A JP 14074690 A JP14074690 A JP 14074690A JP H0433527 A JPH0433527 A JP H0433527A
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電源系統および負荷設備間の系統ラインに設け
られた高調波補償装荷の改良に関するものである。
られた高調波補償装荷の改良に関するものである。
３相ＰＷＭコンバータと、前記３相ｐ Ｗ Ｍコンバー
タの交流側に電源に直列に接続される交流リアクトルと
、前記３相ＰＷＭコンバータの直流側に端子間に接続さ
れる直流コンデンサとで構成されるアクティブフィルタ
は、アクティブフィルタ自身が発生するリップル電流を
除去するために高次フィルタが併設され、全体として高
調波補償装Ｐ３ 置が構成されるのが一般的である。
タの交流側に電源に直列に接続される交流リアクトルと
、前記３相ＰＷＭコンバータの直流側に端子間に接続さ
れる直流コンデンサとで構成されるアクティブフィルタ
は、アクティブフィルタ自身が発生するリップル電流を
除去するために高次フィルタが併設され、全体として高
調波補償装Ｐ３ 置が構成されるのが一般的である。
このような高調波補償装置においては電源系統のインピ
ーダンスと高次フィルタの間で共振が発生し補償特性が
悪化することがある。このような共振をアクティブフィ
ルタによって抑制する制御方式として４源側高調波電流
をフィードバックする方法が、昭和６２年電気学会全国
大会講演論文集の５６６として「アクティブフィルタの
制御方式に関する検討−」に報告されている。
ーダンスと高次フィルタの間で共振が発生し補償特性が
悪化することがある。このような共振をアクティブフィ
ルタによって抑制する制御方式として４源側高調波電流
をフィードバックする方法が、昭和６２年電気学会全国
大会講演論文集の５６６として「アクティブフィルタの
制御方式に関する検討−」に報告されている。
以下、このような従来の高調波補償装置について図面を
参照しながら説明する。第３図は従来の高調波補償装置
を具えた３相交流電源系統の主回路構成図であり、第４
図は高調波補償時の系統のブロック図である。
参照しながら説明する。第３図は従来の高調波補償装置
を具えた３相交流電源系統の主回路構成図であり、第４
図は高調波補償時の系統のブロック図である。
第３図において、３は系統インピーダンスを示し、３相
交流系統電源１は系統インピーダンス３を経てサイリス
クレオナード装置等の負荷２に負荷側交流リアクトル８
を介して電力を供給している。この系統ラインに３相Ｐ
Ｗ Ｍコンノマータ５゜交流リアクトル４．直流コン
デンサ６から成るアクティブフィルタ及び高次フィルタ
７で構成される高調波補償装置が接続されている。
交流系統電源１は系統インピーダンス３を経てサイリス
クレオナード装置等の負荷２に負荷側交流リアクトル８
を介して電力を供給している。この系統ラインに３相Ｐ
Ｗ Ｍコンノマータ５゜交流リアクトル４．直流コン
デンサ６から成るアクティブフィルタ及び高次フィルタ
７で構成される高調波補償装置が接続されている。
第４図において、３３は電源電流の高調渡分ＩＳＨのフ
ィードバック制御関数０１３１はアクティブフィルタの
伝達関数ＧＡＦ、３２は電源側高調波流入インピーダン
スＺであり、電源側高調波流入インピーダンス２は系統
の高調波インピーダンスＺｓおよび高次フィルタ７のイ
ンピーダンスｚｆより次の式％式％ このような伝達関数で構成される系統において、負荷電
流高調渡分ＩＬｔ（と、電源電流高調渡分ＩＳＨにフィ
ードバック制御関数Ｇを掛けたＩＯを加え合わせて、そ
れらをアクティブフィルタの伝達関数ＧＡＦの入力とす
る。
ィードバック制御関数０１３１はアクティブフィルタの
伝達関数ＧＡＦ、３２は電源側高調波流入インピーダン
スＺであり、電源側高調波流入インピーダンス２は系統
の高調波インピーダンスＺｓおよび高次フィルタ７のイ
ンピーダンスｚｆより次の式％式％ このような伝達関数で構成される系統において、負荷電
流高調渡分ＩＬｔ（と、電源電流高調渡分ＩＳＨにフィ
ードバック制御関数Ｇを掛けたＩＯを加え合わせて、そ
れらをアクティブフィルタの伝達関数ＧＡＦの入力とす
る。
その出力ＩＦと負荷電流高調渡分ＩＬＨの差を電源側高
調波流入インピーダンスＺの入力とすると、その出力が
電源電流高調渡分ＩＳＨとなる１、ここで、フィードバ
ック制御関数Ｇとして比例微分回路を採用すれば、電源
系統のインビーダンスと高次フィルタ７の間で発生する
共振を抑制し、補償性能を向上させることができる。比
例微分回路を採用した時、フィードバック関数Ｇは比例
微分回路の伝達関数となり次式で表される。
調波流入インピーダンスＺの入力とすると、その出力が
電源電流高調渡分ＩＳＨとなる１、ここで、フィードバ
ック制御関数Ｇとして比例微分回路を採用すれば、電源
系統のインビーダンスと高次フィルタ７の間で発生する
共振を抑制し、補償性能を向上させることができる。比
例微分回路を採用した時、フィードバック関数Ｇは比例
微分回路の伝達関数となり次式で表される。
Ｑ＝ ＫＴＳ ・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・（２）１＋ＴＳ ここに に：比例微分回路のゲイン Ｔ；比例微分回路の時定数 を示す。
・・・・・・・・・・・・・・（２）１＋ＴＳ ここに に：比例微分回路のゲイン Ｔ；比例微分回路の時定数 を示す。
第２図に示した負荷２の負荷側交流リアクトル８の値が
小さい時、負荷電流ＩＬＵ ＋ ■ｔ、ｖ ｌ ＩＬＷ
の重なり角が小さくなり、有限な値を有する交流リアク
トル４のためにアクティブフィルタは負荷電流ＩＬＵ
ｒ ＩＬＶ ｒ ＩＬＶの転流時に補償指令に追従でき
なくなる。その結果、高次高調波の抑制は高次フィルタ
７で行なうとしても、低次高調波が多量に残るという不
具合があった。
小さい時、負荷電流ＩＬＵ ＋ ■ｔ、ｖ ｌ ＩＬＷ
の重なり角が小さくなり、有限な値を有する交流リアク
トル４のためにアクティブフィルタは負荷電流ＩＬＵ
ｒ ＩＬＶ ｒ ＩＬＶの転流時に補償指令に追従でき
なくなる。その結果、高次高調波の抑制は高次フィルタ
７で行なうとしても、低次高調波が多量に残るという不
具合があった。
この抑制されない低次高調波は第４図においてＩＬＨ−
Ｉ ｉｉ’で示される電流の中で低次の電流であす、フ
ィードバック関数Ｇのゲインを上げても抑制できない電
流である。
Ｉ ｉｉ’で示される電流の中で低次の電流であす、フ
ィードバック関数Ｇのゲインを上げても抑制できない電
流である。
本発明は前記の不具合を解消して、低次から高次に至る
高調波を抑制する高調波補償装置を提供するものである
・ 〔課題を解決するための手段］ 本発明にかかる高調波補償装置は電源系統および負荷設
備間の系統ラインに設けられる高調波補償装置であって
、３相ＰＷＭコンバータと、該３相ＰＷＭコンバータの
交流側各相に系統ラインに直列に接続された交流リアク
トルと、前記３相ＰＷＭコンバータの直流側端子間に接
続された直流コンデンサと、前記交流リアクトルの電源
側に併設された高次フィルタと、前記３相ＰＷＭコンバ
ータを制御する制御装置を備えたものにおいて、該制御
装置は負荷設備の瞬時実電力および虚電力を演算する手
段と、該瞬時実電力および虚電力からその低次交流分を
検出する手段と、該瞬時実電力および虚電力の低次交流
分より第１の電流指令信号を生成する手段と、電源電流
からその瞬時実Ｐ７ 電力および虚電力を演算して第２の電流指令信号を生成
する手段と、該第２の電流指令信号を入力して比例微分
を施し第３の電流指令信号を生成する手段と、該第３の
電流指令信号と前記第１の電流指令信号を加算して電流
指令信号を生成する手段と、該電流指令信号と前記交流
リアクトルに流れる補償電流検出値とを比較して３相Ｐ
ＷＭコンバータの各相スイ１．チング信号を生成する手
段とを具えたことを特徴とするものである。
高調波を抑制する高調波補償装置を提供するものである
・ 〔課題を解決するための手段］ 本発明にかかる高調波補償装置は電源系統および負荷設
備間の系統ラインに設けられる高調波補償装置であって
、３相ＰＷＭコンバータと、該３相ＰＷＭコンバータの
交流側各相に系統ラインに直列に接続された交流リアク
トルと、前記３相ＰＷＭコンバータの直流側端子間に接
続された直流コンデンサと、前記交流リアクトルの電源
側に併設された高次フィルタと、前記３相ＰＷＭコンバ
ータを制御する制御装置を備えたものにおいて、該制御
装置は負荷設備の瞬時実電力および虚電力を演算する手
段と、該瞬時実電力および虚電力からその低次交流分を
検出する手段と、該瞬時実電力および虚電力の低次交流
分より第１の電流指令信号を生成する手段と、電源電流
からその瞬時実Ｐ７ 電力および虚電力を演算して第２の電流指令信号を生成
する手段と、該第２の電流指令信号を入力して比例微分
を施し第３の電流指令信号を生成する手段と、該第３の
電流指令信号と前記第１の電流指令信号を加算して電流
指令信号を生成する手段と、該電流指令信号と前記交流
リアクトルに流れる補償電流検出値とを比較して３相Ｐ
ＷＭコンバータの各相スイ１．チング信号を生成する手
段とを具えたことを特徴とするものである。
本発明にかかる高調波補償装置においては、負荷電流の
瞬時実′屯力および虚電力よりバンドパスを利用して、
低次の高調渡分を検出して第１の電流指令信号を得る事
により、第１の電流指令信号の波形が従来は鋸歯状であ
ったものがバンドパスにより正弦波状に緩やかなものと
なるので、有限の値を有する交流リアクトル４により有
限のスイ、チング周波数で十分な低次補償性能を得る事
ができる。
瞬時実′屯力および虚電力よりバンドパスを利用して、
低次の高調渡分を検出して第１の電流指令信号を得る事
により、第１の電流指令信号の波形が従来は鋸歯状であ
ったものがバンドパスにより正弦波状に緩やかなものと
なるので、有限の値を有する交流リアクトル４により有
限のスイ、チング周波数で十分な低次補償性能を得る事
ができる。
高次の高調渡分は高次フィルタにより抑制することがで
きる。又、低次の高調渡分が残った場合には、電源電流
の瞬時実電力および虚電力より生成した第２の電流指令
信号およびその値を比例微分した第３の電流指令信号に
より電源インピーダンスと高次フィルタとの間で発生す
る共振を抑制することができる。
きる。又、低次の高調渡分が残った場合には、電源電流
の瞬時実電力および虚電力より生成した第２の電流指令
信号およびその値を比例微分した第３の電流指令信号に
より電源インピーダンスと高次フィルタとの間で発生す
る共振を抑制することができる。
以下、一実施例につき図面を参照しつつ説明する。本発
明にかかる高調波補償装置を具えた３相交流電源系統の
主回路構成図は、従来の場合と同様に第３図に示した通
りであり、第１図は本考案にかかる高調波補償装置の一
実施例の制御装置のブロック図を示す。
明にかかる高調波補償装置を具えた３相交流電源系統の
主回路構成図は、従来の場合と同様に第３図に示した通
りであり、第１図は本考案にかかる高調波補償装置の一
実施例の制御装置のブロック図を示す。
３相交流系統電源１は系統インピーダンス３および負荷
側交流リアクトル８を経てサイリスタレオナード装置等
の負荷２に電力を供給し、負荷２の各相には負荷電流Ｉ
ＬＵ ＊ ＩＬＶ ＋ ＩＬＶが流れ込んでいる。この
系統ラインに負荷２と並列に高次フィルタ７とアクティ
ブフィルタが接続されている。
側交流リアクトル８を経てサイリスタレオナード装置等
の負荷２に電力を供給し、負荷２の各相には負荷電流Ｉ
ＬＵ ＊ ＩＬＶ ＋ ＩＬＶが流れ込んでいる。この
系統ラインに負荷２と並列に高次フィルタ７とアクティ
ブフィルタが接続されている。
アクティブフィルタは３相ＰＷＭコンバータ５と、その
交流側各相端子を系統ラインへ接続する交流リアクトル
４と、３相ＰＷＭコンバータの直流側端子間に接続され
た直流コンデンサ６とから成っている。
交流側各相端子を系統ラインへ接続する交流リアクトル
４と、３相ＰＷＭコンバータの直流側端子間に接続され
た直流コンデンサ６とから成っている。
３相ＰＷＭコンバータ５はオン、オフ可能なスイッチン
グ素子８１〜Ｓ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６から構成
され、各スイッチング素子８１〜Ｓ６はそれぞれダイオ
ード■）１〜Ｄ６を並列接続された上、３相ブリッジ回
路として接続され、制御装置から供給されるスイッチン
グ信号Ｖ、によりスイッチング素子８１〜Ｓ６がオン、
オフされて高調波補償を行うものである。
グ素子８１〜Ｓ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６から構成
され、各スイッチング素子８１〜Ｓ６はそれぞれダイオ
ード■）１〜Ｄ６を並列接続された上、３相ブリッジ回
路として接続され、制御装置から供給されるスイッチン
グ信号Ｖ、によりスイッチング素子８１〜Ｓ６がオン、
オフされて高調波補償を行うものである。
なお、３相ＰＷＭコンバータ５の交流側に直列に挿入さ
れた交流リアクトル４は、３相ＰＷＭコンバータ５の電
流の立ち上がりを制限するためのものであり、直流側に
接続された直流コンデンサ６は、３相ＰＷＭコンバータ
５の直流側の電圧を安定化させるためのものであって、
通常は３相交流系統電源１の電圧と等しい３相ＰＷＭコ
ンバタ５の交流側電圧の２倍程度の電圧に充電されてい
る。
れた交流リアクトル４は、３相ＰＷＭコンバータ５の電
流の立ち上がりを制限するためのものであり、直流側に
接続された直流コンデンサ６は、３相ＰＷＭコンバータ
５の直流側の電圧を安定化させるためのものであって、
通常は３相交流系統電源１の電圧と等しい３相ＰＷＭコ
ンバタ５の交流側電圧の２倍程度の電圧に充電されてい
る。
今、第３図に示す主回路構成において、負荷２に流入す
る負荷電流を工ＬＵ ＋ ＩＬＶ ｒ ＩＬＷ、アクテ
ィブフィルタすなわち３相Ｐ ＩＮ Ｍコンバータ５に
流入する補償電流をＩＵ ＋ ＩＶ ｒ ＩＷ％高次フ
ィルタ７に流入するフィルタ電流をＩＦＵ ｒ ＩＦＶ
＋ ＩＦＷとすると、系統電源１に流れる電源電流■
ＳＵ ＋ Ｉ８Ｖ １■ＳＷは負荷電流と補償電流とフ
ィルタ電流とをベクトル的に加算したものとなる。従っ
て、補償電流とフィルタ電流のベクトル和ＩＵ＋ＩＦＵ
、 Ｉｖ＋Ｉｐｖ ＋ＩＷ＋ＩＦＷがそれぞれ負荷電
流ＩＬＵ ＋ 工ＬＶ ＋ ＩＬＶの高調渡分を打ち消
すものであれ（（よい。
る負荷電流を工ＬＵ ＋ ＩＬＶ ｒ ＩＬＷ、アクテ
ィブフィルタすなわち３相Ｐ ＩＮ Ｍコンバータ５に
流入する補償電流をＩＵ ＋ ＩＶ ｒ ＩＷ％高次フ
ィルタ７に流入するフィルタ電流をＩＦＵ ｒ ＩＦＶ
＋ ＩＦＷとすると、系統電源１に流れる電源電流■
ＳＵ ＋ Ｉ８Ｖ １■ＳＷは負荷電流と補償電流とフ
ィルタ電流とをベクトル的に加算したものとなる。従っ
て、補償電流とフィルタ電流のベクトル和ＩＵ＋ＩＦＵ
、 Ｉｖ＋Ｉｐｖ ＋ＩＷ＋ＩＦＷがそれぞれ負荷電
流ＩＬＵ ＋ 工ＬＶ ＋ ＩＬＶの高調渡分を打ち消
すものであれ（（よい。
前記のような高調波補償を行うため、ここでは以下に説
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入している。この概念については昭和５
８年７月発行の眠気学会論文誌１０３巻Ｂ分冊７号掲載
の論文５８．−８６０の「瞬時無効電力の一般化理論と
その応用」などとして発表されているが、以下、その演
算法について説明する。
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入している。この概念については昭和５
８年７月発行の眠気学会論文誌１０３巻Ｂ分冊７号掲載
の論文５８．−８６０の「瞬時無効電力の一般化理論と
その応用」などとして発表されているが、以下、その演
算法について説明する。
ｐＨ
この概念は、まず次の（３）〜（５）式を用いて３相の
負荷電流■ＬＴＪ ＋ ’ＬＶ ｒ ＩＬＷおよび系統
電圧ｅＵ、Ｐｙ。
負荷電流■ＬＴＪ ＋ ’ＬＶ ｒ ＩＬＷおよび系統
電圧ｅＵ、Ｐｙ。
憎を２相の電流■い、■１．βおよび電圧ｆ！ｄ、ｅβ
に変換するものである。、 ここで［０〕は３相〜２相の変換行列である。
に変換するものである。、 ここで［０〕は３相〜２相の変換行列である。
上記（３）〜（５）式より求めた２相の電圧および電流
を用いると、次の（６）式により実電力ｐおよび虚電力
ｑが求められる。
を用いると、次の（６）式により実電力ｐおよび虚電力
ｑが求められる。
これらの実電力ｐおよび虚電力ｑは、次の（７）。
（８）式によりそれぞれ直流分子）＋Ｃ１と低次交流外
ｐ１２．ｑ１．および高次交流分ｐＨｌ ｑ［（に分解
される。
ｐ１２．ｑ１．および高次交流分ｐＨｌ ｑ［（に分解
される。
ｐ ＝ ｐ ＋ Ｉ）Ｌ−１−Ｉ）Ｈ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（７）ｑ”’ ｑ＋
’ Ｑｔ、”ｔ−Ｑ＋□ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（８）ここで、２相負荷電
流ＩＬα、ＩＬβの低次高調渡分は実電力の低次交流外
ｐｒ、および虚電力の低次交流外ｑＬに変換されるので
、バンドパスフィルタを通して分離することができる。
・・・・・・・・・・・・・・・・（７）ｑ”’ ｑ＋
’ Ｑｔ、”ｔ−Ｑ＋□ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（８）ここで、２相負荷電
流ＩＬα、ＩＬβの低次高調渡分は実電力の低次交流外
ｐｒ、および虚電力の低次交流外ｑＬに変換されるので
、バンドパスフィルタを通して分離することができる。
次に、以上に述べた原理に基づいて構成された第１図の
制御装置を説明する。
制御装置を説明する。
電力演算回路１１は負荷電流ＩＬＵ ＋ ＩＬＶ ＊
ＩＬＷに比例する負荷電流信号ｉｔ、ｕ ｒ ’ｔ、ｖ
＋ ｉｔ、ｗと、系統電圧ｅｕ ＋ ｅｖ ＊ ｅｗ
とを受けて、（３）〜（６）式に従って瞬時実電力ｐｔ
および瞬時虚電力ｑ１を演算し、こレラをバンドパスフ
ィルタ１２へ送ル・。
ＩＬＷに比例する負荷電流信号ｉｔ、ｕ ｒ ’ｔ、ｖ
＋ ｉｔ、ｗと、系統電圧ｅｕ ＋ ｅｖ ＊ ｅｗ
とを受けて、（３）〜（６）式に従って瞬時実電力ｐｔ
および瞬時虚電力ｑ１を演算し、こレラをバンドパスフ
ィルタ１２へ送ル・。
バンドパスフィルタ１２はこれらから直流分および高次
交流分を除去して、瞬時実電力の低次交流外ｐ１Ｌおよ
び瞬時虚電力の低次交流外ｑＩＬを符号反転回路１３へ
送出する。符号反転回路１３はこれら＊ の符号を反転し、実電力指令信号ｐ１ および虚電力
指令信号ｑごとして電流指令値演算回路】４へ出力する
。
交流分を除去して、瞬時実電力の低次交流外ｐ１Ｌおよ
び瞬時虚電力の低次交流外ｑＩＬを符号反転回路１３へ
送出する。符号反転回路１３はこれら＊ の符号を反転し、実電力指令信号ｐ１ および虚電力
指令信号ｑごとして電流指令値演算回路】４へ出力する
。
＊−一 〜
ｐ、 −−ｐｌ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・−へ・・・・・・（９）＊−〜 ｑｌ −−−−−Ｑ １ ・・・・・・・・−
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
これらは電流指令値演算回路１４において生成する電流
指令イ言号の原形となるものである。すなオ）ち、（９
）式により得られる実電力指令信号ｐ１ を基に低次高
調波有効電力が制御され、（１０）式により得られる虚
電力指令信号ｑ、＊を基に低次高調波無効電力が制御さ
れる３、 電流指令値演算回路１４は、実電力指令信号ｐ１＋虚電
力指令信号ｑ、および系統電圧ｅＩｊ、 ｅｙ 、 ｅ
ｗを受けて、前記（３）式および次の（１１）〜（１３
）式に従って、２相電流指令値号１ｃｔ１．＋β１を得
、２相〜３相変換を行って電流指令信号ＩＵ□ＩＩＶＩ
Ｉｉｗ＋を生成して加算回路１５へ出力する。
・・・・・・・・−へ・・・・・・（９）＊−〜 ｑｌ −−−−−Ｑ １ ・・・・・・・・−
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
これらは電流指令値演算回路１４において生成する電流
指令イ言号の原形となるものである。すなオ）ち、（９
）式により得られる実電力指令信号ｐ１ を基に低次高
調波有効電力が制御され、（１０）式により得られる虚
電力指令信号ｑ、＊を基に低次高調波無効電力が制御さ
れる３、 電流指令値演算回路１４は、実電力指令信号ｐ１＋虚電
力指令信号ｑ、および系統電圧ｅＩｊ、 ｅｙ 、 ｅ
ｗを受けて、前記（３）式および次の（１１）〜（１３
）式に従って、２相電流指令値号１ｃｔ１．＋β１を得
、２相〜３相変換を行って電流指令信号ＩＵ□ＩＩＶＩ
Ｉｉｗ＋を生成して加算回路１５へ出力する。
Ｐ］、４
なお、〔Ｃ〕 は〔Ｃ〕の逆変換行列である。
次に、電力演算回路２１は電源電流■ＳＵ ＋ ＩＳＶ
＊Ｉｓｗに比例する電源電流イ１ｉ号１ｓＵ−ｉｓｖ
＋ ｉｓｗと、系統電圧ｅＵ、 ｅｙ 、 ｅｗとを
受けて、（３）〜（６）式に従って瞬時実電力ｐ２およ
び瞬時虚電力ｑ２を演算し、これらをバイパスフィルタ
２２へ送る。
＊Ｉｓｗに比例する電源電流イ１ｉ号１ｓＵ−ｉｓｖ
＋ ｉｓｗと、系統電圧ｅＵ、 ｅｙ 、 ｅｗとを
受けて、（３）〜（６）式に従って瞬時実電力ｐ２およ
び瞬時虚電力ｑ２を演算し、これらをバイパスフィルタ
２２へ送る。
バイパスフィルタ２２はこれらから直流分を除去して、
瞬時実電力の交流外ｐ２および瞬時虚電力の交流外ｑ２
を符号反転回路２３へ送出する。イ、ｆ号反転回路２３
はこれらの符号を反転し、実電力指令信号＊
＊ｐ２ およ
び虚電力指令信号ｑ２ として電流指令値演算回路２
４へ出力する。
瞬時実電力の交流外ｐ２および瞬時虚電力の交流外ｑ２
を符号反転回路２３へ送出する。イ、ｆ号反転回路２３
はこれらの符号を反転し、実電力指令信号＊
＊ｐ２ およ
び虚電力指令信号ｑ２ として電流指令値演算回路２
４へ出力する。
Ｐ １５
＊−〜 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（１４）ｐ２ −−−ｐ２ １−〜 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（１５）ｑ２ − Ｑ
２ 電流指令値演算回路２４は、実電力指令信号ｐ２ ｒ＊ 虚電力指令信号ｑ２ および系統電圧ｅＵ、 ｅｙ
、 ｅｗを受けて、前記（３） 、 （１３）式および
次の（１６）〜（１７）式に従って２相電流指令信号１
．１２＊、ｌβ２＊を得、２相〜３相変換を行って電流
指令信号ｉ、Ｊ２．ｉｖ□。
・・・・・・・・・・・・（１４）ｐ２ −−−ｐ２ １−〜 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（１５）ｑ２ − Ｑ
２ 電流指令値演算回路２４は、実電力指令信号ｐ２ ｒ＊ 虚電力指令信号ｑ２ および系統電圧ｅＵ、 ｅｙ
、 ｅｗを受けて、前記（３） 、 （１３）式および
次の（１６）〜（１７）式に従って２相電流指令信号１
．１２＊、ｌβ２＊を得、２相〜３相変換を行って電流
指令信号ｉ、Ｊ２．ｉｖ□。
ｉｗｚを生成して比例微分回路２５へ出力する。
比例微分回路２５は電流指令信号ｉＵ２ ＋ ｌｙ□。
ｉｗｚを得て、（２）式の伝達関数に基づいて第３の電
流指令信号ｉｕｚ’ １ｉｖｚ ＊ ｉｗ２’を演算し
加算回路１５へ出力する。
流指令信号ｉｕｚ’ １ｉｖｚ ＊ ｉｗ２’を演算し
加算回路１５へ出力する。
加算回路１５は電流指令信号’Ｕｌ ｌ ｉｖ＋ 、ｉ
ｗ□と電流指令信号ｉｕｚ ＋ ｉｖ２’ ＋ ｉｗｚ
’とを各相それぞれ、＊、ン七、＊ 加算して電流指令信号’ＩＪ Ｉ ｔｖ ＋ ｔｗ
を生成し、電流制御回路１６へ送出する。
ｗ□と電流指令信号ｉｕｚ ＋ ｉｖ２’ ＋ ｉｗｚ
’とを各相それぞれ、＊、ン七、＊ 加算して電流指令信号’ＩＪ Ｉ ｔｖ ＋ ｔｗ
を生成し、電流制御回路１６へ送出する。
電流制御回路１６は電流指令信号ｉＵ＊＋ ！ｙ＊ｉｗ
＊と補償電流ＩＵ ＋ ＩＶ ＋ ＩＷに比例する補償
検出電流信号ｉＵ ＋ ＩＶ ＋ ｊｗとを比較し、例
えば、 ＊ 〜 、
＊ＩＩＪ＜０ で且つ １１Ｊ≦＋ＩＵなるとき、
３相ＰＷＭコンバータ５のスイッチング素子Ｓ４をオン
し、 ネ 、 ＩＵ さ０ で且つ １Ｕ）ｉ・Ｕ＊ なるときスイッチング素子Ｓ４をオフし、またＩＵ 〈
０ で且つ ＩＵ≦ｉＵ＊ 、 ＊ なるとき、スイッチング素子Ｓｌをオフするようなスイ
ッチング信号ＶＧを生成するものであり、このスイッチ
ング信号ｖＧによってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオ
ン、オフ制御され、高調波補償装置の各相の電流瞬時値
が制御される。
＊と補償電流ＩＵ ＋ ＩＶ ＋ ＩＷに比例する補償
検出電流信号ｉＵ ＋ ＩＶ ＋ ｊｗとを比較し、例
えば、 ＊ 〜 、
＊ＩＩＪ＜０ で且つ １１Ｊ≦＋ＩＵなるとき、
３相ＰＷＭコンバータ５のスイッチング素子Ｓ４をオン
し、 ネ 、 ＩＵ さ０ で且つ １Ｕ）ｉ・Ｕ＊ なるときスイッチング素子Ｓ４をオフし、またＩＵ 〈
０ で且つ ＩＵ≦ｉＵ＊ 、 ＊ なるとき、スイッチング素子Ｓｌをオフするようなスイ
ッチング信号ＶＧを生成するものであり、このスイッチ
ング信号ｖＧによってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がオ
ン、オフ制御され、高調波補償装置の各相の電流瞬時値
が制御される。
このようにして、電流指令信号”Ｕｌ ｌ ｉＶｌ ｌ
ｉｗ＋により低次の高調波成分が補償され、高次フィル
タにより高次の高副波成分が補償される。又、ｉ７ 電源インピーダンスと高次フィルタによる共振は電流指
令信号ｉｔ＋ｚ’ 、ｉｖ□＋ ｉｗｚ’により抑制さ
れる。
ｉｗ＋により低次の高調波成分が補償され、高次フィル
タにより高次の高副波成分が補償される。又、ｉ７ 電源インピーダンスと高次フィルタによる共振は電流指
令信号ｉｔ＋ｚ’ 、ｉｖ□＋ ｉｗｚ’により抑制さ
れる。
以上、一実施例により詳細に説明したように、本発明に
かかる高調波補償装置は、負荷に接続される負荷側交流
リアクトルが小さい場合でも、低次の高調波をバンドパ
スを使用して検出する事により良好に補償する事ができ
、高次の高調波は高次フィルタにより補償する事ができ
る。
かかる高調波補償装置は、負荷に接続される負荷側交流
リアクトルが小さい場合でも、低次の高調波をバンドパ
スを使用して検出する事により良好に補償する事ができ
、高次の高調波は高次フィルタにより補償する事ができ
る。
又、補償しきれなかった低次の高調波の、電源インピー
ダンスと高次フィルタによる共４辰による増大も電源電
流を検出する事によって抑制できる。
ダンスと高次フィルタによる共４辰による増大も電源電
流を検出する事によって抑制できる。
第１図は本考案にかかる高調波補償装置の一実系統イン
ピーダンス、４・・・・・・交流リアクトル、５・・・
・・・３相ＰＷＭコンバータ、６・・・・・・直流コン
デンサ、７・・・・・・高次フィルタ、８・・・・・・
負荷側交流リアクトル、１１ 、２１・・・・・・電力
演算回路、１２・・・・・・バンドパスフィルタ、２２
・・・・・・バイパスフィルタ、１３゜２３・・・・・
・符号反転回路、１４ 、２４・・・・・・′電力指令
演算回路、１５・・・・・・加算回路、１６・・・・・
・電流制御回路。
ピーダンス、４・・・・・・交流リアクトル、５・・・
・・・３相ＰＷＭコンバータ、６・・・・・・直流コン
デンサ、７・・・・・・高次フィルタ、８・・・・・・
負荷側交流リアクトル、１１ 、２１・・・・・・電力
演算回路、１２・・・・・・バンドパスフィルタ、２２
・・・・・・バイパスフィルタ、１３゜２３・・・・・
・符号反転回路、１４ 、２４・・・・・・′電力指令
演算回路、１５・・・・・・加算回路、１６・・・・・
・電流制御回路。
Claims (1)
- １ 電源系統および負荷設備間の系統ラインに設けられ
る高調波補償装置であって、３相ＰＷＭコンバータと、
該３相ＰＷＭコンバータの交流側各相に系統ラインに直
列に接続された交流リアクトルと、前記３相ＰＷＭコン
バータの直流側端子間に接続された直流コンデンサと、
前記交流リアクトルの電源側に併設された高次フィルタ
と、前記３相ＰＷＭコンバータを制御する制御装置を備
えたものにおいて、該制御装置は負荷設備の瞬時実電力
および虚電力を演算する手段と、該瞬時実電力および虚
電力からその低次交流分を検出する手段と、該瞬時実電
力および虚電力の低次交流分より第１の電流指令信号を
生成する手段と、電源電流からその瞬時実電力および虚
電力を演算して第２の電流指令信号を生成する手段と、
該第２の電流指令信号を入力して比例微分を施し第３の
電流指令信号を生成する手段と、該第３の電流指令信号
と前記第１の電流指令信号を加算して電流指令信号を生
成する手段と、該電流指令信号と前記交流リアクトルに
流れる補償電流検出値とを比較して３相ＰＷＭコンバー
タの各相スイッチング信号を生成する手段を具えたこと
を特徴とする高調波補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2140746A JP2859930B2 (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | 高調波補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2140746A JP2859930B2 (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | 高調波補償装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0433527A true JPH0433527A (ja) | 1992-02-04 |
| JP2859930B2 JP2859930B2 (ja) | 1999-02-24 |
Family
ID=15275767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2140746A Expired - Fee Related JP2859930B2 (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | 高調波補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2859930B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005029690A1 (ja) * | 2003-09-19 | 2005-03-31 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
| CN121509165A (zh) * | 2026-01-13 | 2026-02-10 | 苏州光格科技股份有限公司 | 信号处理方法、装置、设备、系统、存储介质及产品 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0196741U (ja) * | 1987-12-16 | 1989-06-27 | ||
| JPH0253234U (ja) * | 1988-09-30 | 1990-04-17 | ||
| JPH02131330A (ja) * | 1988-11-09 | 1990-05-21 | Toshiba Corp | 高調波補償装置の制御方式 |
-
1990
- 1990-05-30 JP JP2140746A patent/JP2859930B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0196741U (ja) * | 1987-12-16 | 1989-06-27 | ||
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| JPH02131330A (ja) * | 1988-11-09 | 1990-05-21 | Toshiba Corp | 高調波補償装置の制御方式 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005029690A1 (ja) * | 2003-09-19 | 2005-03-31 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
| GB2421125A (en) * | 2003-09-19 | 2006-06-14 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Pwm cyclo converter |
| GB2421125B (en) * | 2003-09-19 | 2006-12-20 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Pwm cycloconverter |
| US7495937B2 (en) | 2003-09-19 | 2009-02-24 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | PWM cycloconverter |
| CN121509165A (zh) * | 2026-01-13 | 2026-02-10 | 苏州光格科技股份有限公司 | 信号处理方法、装置、设备、系统、存储介质及产品 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2859930B2 (ja) | 1999-02-24 |
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