JPH0213262A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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JPH0213262A
JPH0213262A JP1121672A JP12167289A JPH0213262A JP H0213262 A JPH0213262 A JP H0213262A JP 1121672 A JP1121672 A JP 1121672A JP 12167289 A JP12167289 A JP 12167289A JP H0213262 A JPH0213262 A JP H0213262A
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JP
Japan
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voltage
rectifier
frequency
resonant
circuit
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JP1121672A
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English (en)
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Frank M Magalhaes
フランク　エム　マガレーズ
Roman Ostapiak
ロマン　オスタピアク
Ralph Walk
ラルフ　ウォーク
Norman G Ziesse
ノーマン　ジー　ズィッセ
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AT&T Corp
Original Assignee
American Telephone and Telegraph Co Inc
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の属する技術分野］ 本発明は、共振ＤＣ／ＤＣ電力コンバータ回路に関し、
特に、比較的高電圧の入力を許容する高周波共振ＤＣ／
ＤＣ？ｌＳ力コンバータに関する。
［従来技術の説明］ 共振及び高周波動作の概念は、Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃ電力コン
バータ回路の設計に漸増的に適用されるようになってき
ている。高周波動作により、誘導性及び容量性エネルギ
ー蓄積素子の物理的大きさ及び重量の著しい低減が可能
となる。ある場合には共振コンバータまたある場合には
準共振コンバータと呼称される電源のある特定の用途に
おいては、共振周波数あるいはその近傍において動作す
るインダクターキャパシタ対が、パワースイッチングト
ランジスタのスイッチング損失を、その切換変化間に電
圧及びＴｓ流が同時に存在するのを回避することによっ
て、低減するために用いられてきている。あるコンバー
タにおいては、Ｌ−Ｃ対が出力電圧を制御するために用
いられており、この場合、キャパシタは、当該コンバー
タにおけるエネルギー伝送の帯域を低減することに大き
な効果を有している。
米国特許第４．８０７，３２３号に記載されている、共
＊Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃ７ＩＳ力変換に関する１つの方法にお
いては、ゼロ電圧トランジションスイッチングを行なう
シングルエンド形インバータと金波整流器が組み合わせ
られている。当該インバータと当該整流器とを結合して
いる整合ネットワークが、当該インバータがゼロ電圧ス
イッチングを実現できるように当該インバータの出力イ
ンピーダンスを制御し、その結果、スイッチングトラン
ジスタにおけるスイッチング損失は、０Ｎ−ＯＦＦ及び
０ＦＦ−ＯＮの切換変化の間当該トランジスタにおける
電圧及び電流の同時存在を実質的に排除することによっ
て著しく低減される。しかしながら、当該スイッチング
トランジスタは、動作の各サイクルにおける非導通期間
に、印加される入力電圧をはるかに越える非常に高い尖
頭電圧にさらされることになる。
シングルエンド形電力コンバータのスイッチングトラン
ジスタにおけるスイッチング損失の低減を実現する他の
方法は、米国特許第４，４１５．９５９号に記載されて
おり、当該方法においては、スイッチングトランジスタ
をゼロ電流スイッチングで動作させ、実質的に当該スイ
ッチングトランジスタにおける電圧及び゛、−ハ流流形
形同時存在を排除することによって高効率を達成してい
る。しかしながら、当該方法においては、当該コンバー
タが動作させられる最大周波数は、周波数の関数として
増大し、パワートランジスタのシャント容量の放電によ
って引き起こされる損失のために、制限される。当該方
法の構成に対する一代替案は、パワースイッチに印加さ
れるストレス電圧がより低いブリッジ型のインバータで
ある。しかしながら、従来技術に係るハーフブリッジイ
ンバータ等のインバータは、高周波数スイッチ電圧で動
作させられる高周波Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータに応用さ
れるインバータとしては、効率的に用いられ得ない。な
ぜなら、エネルギーがスイッチングトランジスタ（通常
ＦＥＴ）のシャント容量に蓄積され、その後、当該トラ
ンジスタ内で散逸させられるからである。
１９８７年４月のＨＦＰＣ論文集（ビー・カーステンｃ
　Ｂ、ＣａｒＳｔｅｎ）による“高周波数及び高電力レ
ベル用の直列−並列混成コンバータ”、第４１−４７頁
）に記載された、さらに別の方法においては、ｌ＼−ツ
ブリッジ構成を用いスイッチオフ時刻の重なりを制御す
ることによって、ＦＥＴスイッチに印加されるストレス
電圧の低下及びゼロ電圧スイッチングが実現される。
カーステン氏によって記載されたハーフブリッジコンバ
ータは、双方のスイッチングトランジスタが、ある制御
された期間周期的に同時に非導通で動作するよう構成さ
れている。この動作条件によって、一方のトランジスタ
スイッチ容量に蓄積されたエネルギーが、他方のトラン
ジスタスイッチ容量に、当該スイッチ内において無視で
きるほどのエネルギー散逸しか起こさずに、伝送される
。
当該インバータと共に用いられる負荷は、当該動作周波
数においては誘導的である。よって、当該２個のスイッ
チングトランジスタの同時非導通期間を制御することに
よって、当該オフ期間の重なりの間の制御された電流が
、一方のスイッチングトランジスタ容量から他方のスイ
ッチングトランジスタ容量へ電荷を移動させるような機
能を有する。
高周波コンバータにおける重要な側面は整流プロセスで
ある。整流ダイオードの整流動作により、高次高周波を
有するリンギング信号が生成される。
当該リンギング信号生成に、整流器における寄生（ｐａ
ｒａｓｉｔｌｃ）素子の存在が付は加わる。この種の高
周波信号は、当該整流器内を巡回し、著しい電力損失を
生じうる。当該整流器の入力インピーダンスが、抵抗性
入力インピーダンスを保障するように直接的に同調をと
られている場合には、当該入力抵抗は負荷抵抗に追随す
る。周波数シフト制御が電圧安定化技法として用いられ
た場合には、当該入力抵抗追随特性は、与えられた電圧
安定化範囲に対して、周波数制御における充分な帯域が
必要である。
前述のコンバータデザインにおいては、他の多くの公表
されたデザインにおけるのと同様に、インバータスイッ
チング損失が著しく低減されて、スイッチストレス電圧
が最小となっているが、インバータから高電圧高周波出
力を取り出し、低電圧ＤＣ出力を得るために当該出力を
効率的に変成して整流することに関する問題を論じてい
るものはない。この意味における最適化は、一部は、イ
ンバータにおける周波数シフトを最小にして、所定の入
力電圧範囲及び出力電圧安定度を実現することを意味し
、また、当該インバータ、及び変成素子及び整流素子に
おける散逸損失を最小化することを意味している。この
ような望ましい結果は、整流及び変成手段の適切な選択
及び当該整流手段及び変成手段をインバータに対して整
合させることにより実現される。
（発明の概要） 本発明を具体化するＤＣ／ＤＣ電力コンバータは、ハー
フブリッジ共振インバータを効率の良い高周波共振整流
器と組み合わせたものである。当該整流器の出力電圧は
、当該インバータを当該共振整流器に結合する狭帯域周
波数制御リアクタンスを通じての周波数制御によって安
定化されている。
本発明に係るコンバータのインバータ部の構成はハーフ
ブリッジインバータに基づいているが、高周波数におい
て効率良く用いられうるようにその動作は修正される。
原理的には、ハーフブリッジインバータは、ＤＣ電源電
圧及び接地基準電圧が、一対の交互にスイッチされるパ
ワートランジスタを通じて、直列共振回路に矩形波電圧
を供給することを可能とするものである。この直列共振
回路は、当該スイッチされた矩形波電圧の基本周波数に
対して実質的にゼロインピーダンスを示し、よって、当
該インバータの出力は、実質的に純粋な正弦電圧波形と
なる。当該矩形波の尖頭電圧は入力端子を越えられない
ので、ある尖頭電圧耐性を有するスイッチングトランジ
スタを用いて、ゼロ電圧スイッチング型のシングルエン
ド形スイッチ素子による場合よりもより高いＤＣ入力電
圧が用いられつる。
本発明の実施例におけるハーフブリッジインバータの負
荷は、動作周波数域に亘って、当該ハーフブリッジイン
バータの出力に対してリニアなインピーダンスを示す共
振整流器を存している。当該共振整流器は、当該インバ
ータ自体内及び当該整流器内に存在する回路の特性イン
ピーダンスと組み合わせられて、過渡リンギング応答が
実質的に除去されるように整流ダイオードの電流及び電
圧波形を制御するように動作する。当該整流器の入力抵
抗も、当該インバータからの入力波形に対する波形応答
に関してはリニアである。当該共振整流器は、大きい電
圧変成比を与え、それによって磁気誘導による高電圧変
成比に対する要求を最小にし、複雑な磁気回路を単純化
するようにデザインされている。本発明に係る共振整流
器は、さらに、コンバータ全体の電圧安定特性を向上さ
せるために、入力抵抗が電力に比例して変化させられる
よう、言い換えれば、当該整流器の負荷抵抗に反比例し
て変化させられるようにデザインされている。
本明細書に記載されている、ゼロ電圧スイッチングハー
フブリッジインバータを高電圧変成能力を有する共振整
流器と共に用いた新しい回路配置により、高周波Ｄ　Ｃ
／Ｄ　Ｃコンバータ回路において、入力から出力への実
質的な電圧レベル変換が達成され、高効率の動作が可能
かつ従来技術に係る共振ＤＣ／ＤＣコンバータに比べ、
ある与えられた尖頭電圧等級のスイッチングトランジス
タを用いてより高い入力電圧の利用が可能となる。
（実施例の説明） 本発明を実施化した高周波電力コンバータのブロック図
が第１図に示されている。第１図のコンバータは、パワ
ースイッチを入力電圧より大きい高ストレス電圧にさら
すことなく高電圧入力を用いることが可能なハーフブリ
ッジイン／く一夕１１０を有している。後述するように
、これらのノくワースイッチは、当該スイッチの固有容
量におけるエネルギー蓄積による高動作周波数での散逸
損失を避けるために、ゼロ電圧スイッチングモードで動
作する。
インバータ回路１１０の出力は、変成器１３５を介して
、共振整流器１４０に接続されている。この共振整流器
１４０はリンギングダイオード波形を生成することなく
整流を行ない、大きなＬＣインピーダンス変換比を与え
て、それによって変成器１３５によってまかなわれる必
要のある電圧変成比を低減する。
可変リアクタンス直列共振回路１２５は、インノ（−夕
１１０を共振整流器１４０に接続している。当該回路１
２５は、端子１９５における出力電圧の安定化を、電圧
安定用帰還回路の制御下で、インバータ１１０のパワー
スイッチング周波数の小さな変化で行ないうるために、
互いに近接した値を有する、比較的容積の大きい誘導性
及び容量性リアクタンス素子を有している。
第１図において、本発明に係るコンバータ回路は、ＤＣ
電圧によって動作させられるように示されているが、当
該ＤＣ電圧は、ＤＣ電圧源のみならずＡＣラインを整流
したものからも供給されうる。
前記ＤＣ電圧は、入力端子ｌｏｔに印加される。
この実施例においては、ＤＣ電圧は比較的高いとされて
いる（例えば４００Ｖと考えられている）。
フィルター回路１０５は、インバータのスイッチングに
よって生成される高調波から入力ラインを保護するため
に設置されている。インバータ回路１１０はハーフブリ
ッジ型のものであり、大入力電圧。
を扱えるものである。当該／％−フブリッジ構成は、２
個のパワースイッチ間の回路節点に矩形波電圧を生成す
る。２個のパワースイッチの各々に加わる電圧は、はぼ
、矩形波電圧の大きさと小さなリンギング過渡成分の和
に制限される。当該回路１１０は、入力ＤＣ電圧を交流
電圧に変換し、制御されたＡＣ電圧をパワースイッチン
グ周波数域よりもわずかに低い共振周波数を有する直列
共振回路１２５に印加する。当該直列共振回路１２５は
、前記インバータ回路１１０におけるスイッチを流れる
電流波形及び当該デバイスに印加される電圧波形の制御
するのに用いられている。当該直列共振回路１２５は、
さらに、出力電圧を安定化するために電力量を制御する
のに用いられる。このような電力量安定化は、当該イン
バータの動作周波数を変化させることにより制御される
。当該直列共振回路１２５の別の機能は、高調波の通過
を阻止して、破線１２７で示された接続部における直列
共振回路１２５から変成器１３５へ電力伝達が実質的に
単一周波数で行なわれ、共振回路の電流出力が実質的に
正弦的であるように拘束する。さらに、この直列回路は
、インバータ回路１１０内における電流及び電圧波形間
の位相を制御する。当該直列共振回路の、前記信号波形
及び単一周波数電力の制御に関する動作は以下に述べる
。　変成器１３５は、直列共振回路１２５の単一周波数
出力を、共振整流器１４０に接続している。この共振整
流器１４０は制御されたリニアな入力インピーダンスを
有し、ＤＣリップル電圧を最小にするために、ダイオー
ドの寄生容量を共振させる。当該整流器１４０の誘導性
及び容量性素子（リアクティブ素子）は、変成器１３５
によって与えられた巻線数電圧変換比を増大させて、出
力フィルター回路１５０に印加されて最終的には出力端
子１９５に現れる所定のＤＣ電圧を実現しつつ低巻線比
を用いるために、高インピーダンス変換比を与えている
。
インバータ回路１１０のスイッチングデバイスを駆動す
る一方法は、スイッチドライブ回路１８０によるもので
あり、当該回路１８０はドライブ用変成器として具体化
される。これらのスイッチは、出力端子１９５に現れる
ＤＣ出力電圧を安定化させるために、安定化帰還回路に
応答している。検出された出力電圧は、リード線１５８
を介して誤差増幅器１６０へ導かれる。誤差増幅器１６
０において基準電圧１５６と比較することにより生成さ
れた誤差電圧は、光アイソレータ１６５を介して電圧制
御発振器１了０に印加される。当該電圧制御発振器１７
０の出力周波数は、当該誤差電圧によって決定される。
当該電圧制御発振器１７０の出力は、スイッチドライブ
回路１８０を介して、インバータ回路１１０の動作周波
数を決定する。前記直列共振回路を介してのパワーフロ
ー（単一周波数において行なわれる）は、前記電圧制御
発振器１７０による前記インバータ回路１１０のスイッ
チング周波数調節によって安定化される。
本発明を具体化したパワーコンバータの模式図が第２図
に示されており、当該図面において、ＤＣ電圧源２００
（整流されたＡＣでありうる）が入力端子２０１及び２
０２に接続されている。２個のパワースイッチ２１１．
２２１は直列共振に接続されている。当該直列共振接続
されたスイッチ２１１．２２１は、入力端子２０１　、
２０２に印加された入力ＤＣ電圧をシャントする形に挿
入されている。スイッチ２１１　、２２１は半導体パワ
ースイッチであり、第３図に示されているように、ＭＯ
ＳＦＥＴパワーデバイスであることが望ましい。パワー
スイッチ２１１．２２１は、各々、主電力経路をシャン
トしている内部ダイオード２１２．２２２を有すること
が望ましく、各々、主電力経路をシャントしている寄生
容ｆｆ１２１３．２２３を有して・いる。スイッチ２１
１１２２１の寄生容量は、通常、高動作周波数において
は望ましくないものであるが、本発明に係る回路は、効
率のよい回路動作を可能とするような方法で動作させら
れる。当該スイッチ２１１．２２１へのドライブは、そ
れぞれ、駆動端子２８１　、２８２へ印加される。当該
駆動力は、２個のパワースイッチ２１１．２２１が交互
に導通状態とし、かつ、その間にデッドタイムを有し、
電圧、電流間の位相が後段の直列共振回路によって制御
されるように行なわれる。２個のパワースイッチは、各
々、ゼロ電圧スイッチングモードで動作させられ、印加
される電圧がゼロに下がるまでは、いずれのスイッチも
オンとなるようにバイアスされることはない。
パワースイッチをゼロ電圧スイッチングモードで動作さ
せることによって、当該スイッチの固有容量に蓄積され
たエネルギーが、当該スイッチを通して放電されて散逸
する、ということは起こらない。
２個のパワースイッチ２１１．２２１によってスイッチ
された出力電圧は、節点２２５において、直列共振接続
されたインダクタ２２Ｂ１キヤパシタ２２７よりなる直
列共振回路に印加される。各素子の値は、当該直列共振
回路の共振周波数が当該コンバータの動作周波数よりわ
ずかに低く、当該共振回路が、節点２２５において、パ
ワースイッチの出力に対して誘導性インピーダンスを示
すように選択されている。当該ＬＣインピーダンスは、
２個のパワースイッチ２１１　、２２１が、スイッチン
グ電流をスイッチング電圧に対して遅延させるようにし
、２スイッチ間のオフ時間の重なりを、当該スイッチ固
有容量に蓄積された電荷を当該非導通（オフ）の期間に
放電させるように設定することによって、ゼロ電圧スイ
ッチングモードで動作することを可能にしている。当該
ＬＣ回路は、スイッチング電流をスイッチング電圧に対
して遅延させるのに加えて、変成器２３５の入力インピ
ーダンスに直列共振に接続された電圧分割器として動作
することによって、電力フローを安定化するためにも用
いられる。当該インバータの動作周波数を変化させるこ
とによって、インピーダンス分割比、よって、変成器２
３５の入力である一次巻線２３４における信号の大きさ
が変化する。当該変成器２３５は、負荷分割ネットワー
クの一部を形成している、当該−次巻＆Ｉ２３４　　（
入力点）をシャントしている磁化インダクタンス２３３
と共に図示されている。同調キャパシタ２３２は、当該
−次巻線２３４をシャントするように接続されている。
変成器２３５の二次巻！！ｉ！２３Ｂは、リークリアク
タンス２３７を介して、寄生容量２４２を有するダイオ
ード２４１へ接続されている。当該寄生容ｆｆ１２４２
は、前記リークリアクタンス２３７と共に共振回路を形
成して、ダイオード２４１に印加される電圧波形を、リ
ンギングを有さない単一パルス波形であるように制御す
る。整流器における誘導性および容量素子は、変成器２
３５の巻線変成比を増大させるインピーダンス変換を行
なう。共振整流器については、米国特許第４，４４９．
１７４号、第４，６０５，３３３号、及び、第４，６８
４，０４１号に記載され、かつ、詳細に議論されており
、そこに記載された技法は、当該実施例に参考として取
り入れられる。これらの参考文献に色々と記載されてい
る共振整流器は、ＤＣ負荷抵抗が一定である限り、当該
コンバータの動作範囲に亘って入力抵抗が一定であるこ
と、ＤＣ負荷抵抗の変化に反比例して変化する入力抵抗
；当該コンバータの動作周波数域を囲む２個の周波数応
答極によって規定された入力インピーダンス；及び、駆
動波形が同様の形を有する波形を生成するような入力イ
ンピーダンスの直線性：によって特徴づけられるもので
ある。当該整流器の出力は、ＲＦチョークインダクタ２
５１を介して出力端子２９５に接続されている。リード
線２５５は、安定化制御用の誤差増幅器（図示せず）に
接続されている。
エネルギーが与えられるべき負荷２９９は、出力端子２
９５．２９６に接続されている。
第３図に示された電力コンバータの模式図には、互いに
直列共振に接続された２個のパワーＭＯＳＦＥＴスイッ
チ３１１．３２１が示されており、当該直列共振に接続
されたパワーＭＯ５ＦＥＴは、入力端子３０１　、３０
２と並列に接続されている。キャパシタ３０３は、入力
端子３０１．３０２をシャントしており、整流されたＡ
Ｃ電圧によって供給されうる入力ＤＣＩ圧に対するフィ
ルターとして機能している。パワーＭＯＳＦＥＴスイッ
チ３１１　、３２１は、自らの主導通経路をシャントし
ている寄生容量、３１３．３２３を有している。パワー
ＭＯＳＦＥＴ内部に設置されているダイオード３１２．
３２２も主導通経路をシャントしている。ドライブ回路
からのドライブ電圧は、変成器３８５を介して２ｍのパ
ワーＭＯＳＦＥＴに印加されている。ドライブ信号は、
端子３８２．３８３に印加されて一次巻線３８４へ導か
れる。二次巻線３８Ｂ　、　３１ｉ７はそれぞれ逆極性
を有するように設定されており、各々、パワーＭＯＳＦ
ＥＴスイッチ３１［，３２１のゲート−ソース端子間に
接続されている。両方のパワーＭＯ３ＦＥＴは、交互の
導通期間の間に、２個のパワーＭＯＳＦＥＴスイッチが
非導通となる制御されたデッドタイムを有するように、
交互にスイッチされる。このパワーＭＯＳＦＥＴスイッ
チのスイッチングは、第１図に示されているように、誤
差信号に応答する帰還回路内の電圧制御発振器１２０に
よって決定された周波数でなされる。パワーＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチ３１１　、３２１に印加されるドライブ信号
は、その波形が正弦波であり、それぞれ、第４図におい
て波形４１０　、４２０として示されている。ＭＯ５Ｆ
ＥＴスイッチは、各々、印加される正弦波電圧がスレッ
ショルドドライブレベル４１１　。
４２１に達している場合に導通状態となるようバイアス
される。パワーＭＯＳＦＥＴスイッチ３１１．３２１の
各々に印加される電圧は、パワーＭＯＳＦＥＴスイッチ
３２１に対する波形４３０によって示されているように
、近似的に矩形波となる。節点３２５におけるスイッチ
ングされた出力電流は、第４図において電流波形４４０
として示されているように実質的に正弦波であり、イン
ダクタ３２Ｂ、キャパシタ３２７からなる直列共振回路
に印加される。
この回路は、当該出力電流をこのような正弦波形を有す
るように拘束する。当該コンバータは、当該直列共振Ｌ
Ｃ回路の共振周波数よりわずかに高い周波数で動作する
。このことにより、当該条件下で動作させられた場合に
誘導性リアクタンスを示す当該直列共振回路が、節点３
２５における電流、電圧波形を制御し、前記正弦波的電
流（波形４４０）を前記矩形波電圧に対して遅らせるこ
とが可能となる。よって、パワーＭＯＳＦＥＴスイッチ
３１１．３２１のスイッチング間に実質的に当該デバイ
ス内でのスイッチング損失が防止されるように、電荷が
一方のパワーＭＯＳＦＥＴスイッチのシャント寄生容量
から掃き出されて他方のパワーＭＯＳＦＥＴスイッチへ
移動させられる。
スイッチング周波数を変化させることにより、電力出力
は、前記直列共振ＬＣ回路の周波数応答インピーダンス
によって安定化されている。インダクタ３２Ｂ、キャパ
シタ３２７のパラメータ値を適切に選択することにより
、動作周波数の変化を最小にして広い負荷安定範囲が得
られる。このことは、予想される負荷範囲に亘る安定化
に対して必要とされる周波数帯域に関して、各素子のり
アクタンスが比較的高い値である場合に最適化される。
変成器３３５の一次巻線３３４に印加される電流波形は
、さらに、前記直列共振ネットワークによって実質的に
正弦波となるように拘束される。よって、二次巻線３３
Ｂは、実質的に正弦波である電流を、整流ダイオード３
４１．整流ダイオード３４３を含む共振整流器へ印加す
る。
当該共振整流器は、整流ダイオード３４１．３４３の寄
生容ｆ１３４２．３４４が高周波数のリンギングを除去
するために、リークインダクタンスと共振するように設
計されている。前掲の参考文献及び本明細書において議
論された当該整流器の特性には、出力負荷インピーダン
スに反比例する実質的に実部である入力インピーダンス
及び、通常の動作周波数域においては周波数の変化に対
して実質的に不変である入力インピーダンスが含まれて
いる。
共振整流器は、さらに、インピーダンス変換機能を有し
、変成器によって与えられるべき巻線数比を著しく低減
する。入力抵抗はＤＣ出力インビーダンスに反比例し、
入力インピーダンスの実部は、動作周波数域に亘って実
質的に一定である。
当該コンバータのインバータ部の動作原理は、当該コン
バータのインバータ部の代表的な動作サイクルを、８組
の特徴的な期間において規定し記述した一連の図面（第
５図−第１２図）を参照することによって、容易に理解
されうる。２個のパワーＭＯＳＦＥＴスイッチは、間に
デッドタイムをはさんで交互にスイッチングされるのに
対して、当該デバイス間の節点に接続された直列共振共
振回路を介しての正弦波電流は連続していることに留意
されたい。
第５図に示された第１期間における初期状態においては
、パワースイッチ５１１は閉（すなわち、導通状態とな
るようバイアスされている）であり、スイッチ５２１は
開である。電流経路は端子５６１．５６２に接続された
負荷ネットワーク（図示せず）を通じたものであり、当
該インバータ内の？８ａは、矢印１によって示されてい
る。当該電流１は、正弦波的な波形５０１を有し、１サ
イクルのｌハを超過する期間は、節点５２５において、
端子５６１に接続された直列共振ネットワーク（図示せ
ず）に流入する電流を表わしている。寄生容量５１３は
放電状態にあり、寄生容量５２３は入力電圧レベルまで
充電されていて、節点５２５は、電圧波形５５１によっ
て示されているように、入力電圧ｖｏの電位にある。
次の期間においては、第６図に示されているように、双
方のパワースイッチ１３１１．８２１が開（非導通）と
なる。寄生容量６２３は放電し、寄生容量８Ｈが電荷を
蓄積する。節点６２５における電流は、正弦波形６０２
に従って変化し続けるが、節点６２５の電位は、波形８
５２によって示されているようにゼロに減少する。電流
を示す矢印２は、電流が寄生容ｆｆ１８１３．６２３を
通じて流れていることを示している。
第７図に示されている第３の期間までに寄生容ｆｆ１７
２３は充電され、内部ダイオード７２２は順方向にバイ
アスされる。この時点における電流は、矢印３によって
図示されているように、スイッチ７２■の内部ダイオー
ド７２２を通じたものであり、節点７２５における電流
波形７０Ｂは依然として正弦波である。節点７２５の電
位は、電圧波形７５３に示されているようにゼロである
。
第４期間の開始時には、第８図のパワースイッチ８２１
が閉となり、正弦波電流波形８０４によって示される電
流は、矢印４によって示されているようにパワースイッ
チ８２１を通じて流れる。節点８２５の電位は電圧波形
８５４に示されているようにゼロのままである。
次の第５期間においても、第９図のパワースイッチ９２
１は依然として閉のままであるが、電流の方向は、矢印
５、負の正弦波電流波形９０５によって示されているよ
うに反転されている。節点９２５における電圧は、電圧
波形９５５によって示されているように、ゼロを保って
いる。
第６期間においては、双方のパワースイッチが開となり
、波形１００６によって示されている正弦波電流は、寄
生容ｆｆ１１０１３．１０２３を介して流れる電流を示
す矢印６によって示されている電流経路を辿ることにな
る。容１８１０１３が放電されて容ｉ　１０２３が充電
され、節点１０２５における電圧は、電圧波形１０５５
に示されているように、入力電圧の値まで上昇する。
第７期間における電流は、第１１図の矢印７によって示
されているように、スイッチ１１１１の内部ダイオード
１１１２を経由するものとなる。節点１１２５における
電流は、波形１１０７によって示されているように、依
然として正弦波形である。波形１１５７によって示され
ている節点１１２５における電圧は、入力電圧の値であ
る。
動作サイクルは、第１２図に示されている第８期間で完
了する。スイッチ１２１１は閉であり、正弦波形１２０
８によって示される電流はゼロに戻る。矢印８によって
示される電流は、パワースイッチ１２１１を経由してい
る。節点１２２５における電圧は、電圧波形１２５８に
よって示されているように、入力端子の値である。
以上の、インバータの動作に関する記述、それらに付随
する電流、電圧波形より、パワースイッチ、その寄生素
子を流れる正弦波電流が、スイッチに印加される矩形波
より遅れていることは明らかである。この位相の遅れに
より、一方のスイッチに関する寄生容量から他方のスイ
ッチに関する寄生容量への電荷の移行が保証される。こ
のことにより、当該インバータの動作効率が向上させら
れる。
本発明に係る別なインバータ構成図がｌＮ１３図に示さ
れており、２個のパワースイッチ１３１１Ｓ１３２１が
入力電圧源１３００に対してハーフブリッジ配置に接続
されている。各パワースイッチは、固有のシャント容量
、シャント内部ダイオードを有している。２個のバラン
スキャパシタ１３７３．１３８３は、ブリッジインバー
タの構成に含まれる。負荷および出力回路は、パワース
イッチ、容量性素子それぞれの中点１３２５．１３７５
の間に接続されており、インダクタ１３２６、キャパシ
タ１３２７、出力変成器１３３５よりなる同２ＬＣネツ
トワークを有している。当該出力変成器の一次巻線１３
３４は、当該ＬＣネットワークに直列共振になっている
。二次巻線１３３６は、整流回路（図示せず）に接続さ
れる。
上記の構成においては、変成器のコアが双方向にドライ
ブされ、所定の電力伝達に対する大きさに関する要求が
低減されている。既に述べたように、適度に狭い周波数
範囲内での安定度を保つために、インダクタンス１３２
Ｂ、キャパシタ１３２７の各々のリアクタンスの値が比
較的大きく、かつ、互いに近接していることが重要であ
る。
本発明の原理を具体化したコンバータにおいて用いられ
るのに適した２個のダイオードを用いる共振整流器が第
１４図に示されている。当該整流器への実質的に単一周
波数である入力電力信号は、信号源１４００によって示
されている。インダクタ１４１１１キヤパシタ１４１２
は、当該整流器の入力をシャントするように接続されて
いる。２個の整流ダイオード１４１８．１４１９は、各
々、シャント容量１４１１ｉ、１４１７によって示され
た寄生容量を有している。インダクタ１４１３は整流ダ
イオード１４１８と直列共振に接続されており、インダ
クタ１４２０を介して当該整流器の出力は負荷１４２５
に結合している。入力シャント容量、ダイオードの寄生
容量、及び、整流器のループインダクタンスを含む直列
共振素子は、全て、当該整流器の入力インピーダンス特
性に２個の周波数応答極を得るために、当該コンバータ
の動作周波数に同調させられている。動作周波数範囲の
各端部側に当該インピーダンス極を適切に配置し、当該
リアクティブ素子のＱ値を適切に設定することにより、
当該整流器の入力抵抗は、当該コンバータの動作範囲内
で実質的に周波数に依存しなくなる。加えて、入力抵抗
は、ＤＣ負荷抵抗１４２５に反比例して変化する。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の原理を具体化した安定化電源のブロ
ック図； 第２図は、本発明の原理を具体化したハーフブリッジス
イッチング電源の模式図； 第３図は、本発明の原理を具体化し、パワースイッチと
してパワーＭＯ５ＦＥＴを用いたハーフブリッジスイッ
チング電源の模式図； 第４図は、第３図に示された電源回路の動作の記述を補
助する電流、電圧波形を示した図；第５図から第１２図
は、第３図の電源回路のハーフブリッジスイッチング動
作を説明するための、本発明に係るインバータの動作サ
イクルの種々の段階に対する電力スイッチング、関連す
る波形を示した図； 第１３図は、本発明の原理を具体化した、別のハーフブ
リッジスイッチング電源の模式図；及び、第１４図は、
本発明の原理を具体化したハーフブリッジコンバータに
おいて用いられるのに適した共振整流回路の模式図であ
る。 出　願　人：アメリカン　テレフォン　アンドＦＩＧ、
　２ ＦＴＧ、　３ ＦＴＧ、　４

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）シャントダイオード及びシャント容量を有するパ
    ワースイッチからなるハーフブリッジインバータ； 整流ダイオードと、実質的にインピーダンス変換を行な
    い、実質的に単一周波数の信号を整流するよう動作する
    リアクティブ素子とを有する共振整流器； 前記共振整流器の入力インピーダンスに対して直列に接
    続されて、動作周波数において誘導性リアクタンスを示
    し、前記各パワースイッチから前記共振整流器へ、エネ
    ルギーを単一周波数において伝達する直列共振回路；及
    び、 前記直列共振回路のインピーダンスを変化させ、前記共
    振整流器の入力インピーダンスに印加される電圧を制御
    するために、動作周波数を変化させるように動作する電
    圧安定化回路； を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. （２）前記直列共振回路が、互いに値の近接した誘導性
    及び容量性直列共振インピーダンスを有する直列ＬＣ回
    路を有し、比較的小さな周波数変化が大きなインピーダ
    ンス変化を生成することを特徴とする請求項１記載のＤ
    Ｃ／ＤＣコンバータ。
  3. （３）前記パワースイッチが、一方のパワースイッチに
    関するシャント容量から他方のパワースイッチに関する
    シャント容量へ電荷が移動するのに充分な非導通期間を
    有して、交互に導通状態になることを特徴とする請求項
    ２記載のＤＣ／Ｄコンバータ。
  4. （４）前記共振整流器の前記リアクティブ素子が、当該
    コンバータの動作周波数に関連した２つの周波数応答極
    を規定し、当該整流器の入力インピーダンスが、当該動
    作周波数の範囲内で、実質的に周波数に依存しない入力
    抵抗を有することを特徴とする請求項３記載のＤＣ／Ｄ
    Ｃコンバータ。
  5. （５）前記電圧安定化回路が、 前記共振整流器の出力電圧を基準電圧と比較し、誤差電
    圧を生成する手段；及び、 当該誤差電圧に応答して前記パワースイッチのスイッチ
    ング周波数を変化させる手段； を有することを特徴とする請求項４記載のＤＣ／ＤＣコ
    ンバータ。
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