JPH0213271A - Ｐａｍ方式インバータの出力電流波形改善方法 - Google Patents
Ｐａｍ方式インバータの出力電流波形改善方法Info
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- JPH0213271A JPH0213271A JP63163008A JP16300888A JPH0213271A JP H0213271 A JPH0213271 A JP H0213271A JP 63163008 A JP63163008 A JP 63163008A JP 16300888 A JP16300888 A JP 16300888A JP H0213271 A JPH0213271 A JP H0213271A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
−この発明はＰＡＭ方式インバータの出力電流波形改善
方法に関する。
方法に関する。
従来のこの種ＰＡＭ方式インバータの動作波形図として
は第２図に例示するものが知られている。
は第２図に例示するものが知られている。
なお第３図はＰＡＭ方式を含む一般的なインバータ装置
の基本回路図であり、第４図は第３図の回路図に示すイ
ンバータ部の等価的なスイッチ回路図である。
の基本回路図であり、第４図は第３図の回路図に示すイ
ンバータ部の等価的なスイッチ回路図である。
第３図において、ｌは三相交流電源、２はインバータ装
置であり可変出力電圧の交流／直流変換コンバータ部２
ａとその端子電圧をＥとする平滑用コンデンサＣと該直
流電圧Ｅを受は所要の三相交流を出力するインバータ部
２ｂとから成る。また３は三相交流モータであり、第４
図に示す如く中性点Ｎと各相入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗとをも
つ。
置であり可変出力電圧の交流／直流変換コンバータ部２
ａとその端子電圧をＥとする平滑用コンデンサＣと該直
流電圧Ｅを受は所要の三相交流を出力するインバータ部
２ｂとから成る。また３は三相交流モータであり、第４
図に示す如く中性点Ｎと各相入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗとをも
つ。
第４図は第３図の回路図に示すインバータ部２ｂを、例
えばパワートランジスタと転流ダイオードとの並列接続
から成る単位のスイッチング回路と等価な動作をなすス
イッチ６個、８１〜Ｓ、により置換表現したものである
。従って該各スイッチの開（以後ＯＦＦと記す）及び閉
（以後ＯＮと記す）の両状態は前記各スイッチング回路
のしゃ断及び導通状態にそれぞれ対応する。
えばパワートランジスタと転流ダイオードとの並列接続
から成る単位のスイッチング回路と等価な動作をなすス
イッチ６個、８１〜Ｓ、により置換表現したものである
。従って該各スイッチの開（以後ＯＦＦと記す）及び閉
（以後ＯＮと記す）の両状態は前記各スイッチング回路
のしゃ断及び導通状態にそれぞれ対応する。
次に第２図は前記スイッチＳ、〜Ｓ、それぞれのＯＮ及
びＯＦＦ状態と該両状態に対応して前記モータ３に入力
されるＵ相関係の電圧と電流との動作状態を示すもので
あり、Ｖ（１−ＶとＶＷ−ＵとはそれぞれＵ−Ｖ相とＷ
−Ｕ相との相間電圧、■８〜、はＵ相の対中性点電圧、
Ｉｕは該電圧ＶＬＩ−Ｈに対応するＵ相電流である。
びＯＦＦ状態と該両状態に対応して前記モータ３に入力
されるＵ相関係の電圧と電流との動作状態を示すもので
あり、Ｖ（１−ＶとＶＷ−ＵとはそれぞれＵ−Ｖ相とＷ
−Ｕ相との相間電圧、■８〜、はＵ相の対中性点電圧、
Ｉｕは該電圧ＶＬＩ−Ｈに対応するＵ相電流である。
第２図に示す如く前記の各スイッチＳＩとＳ２、Ｓ２と
Ｓｌ、Ｓ、とＳｌとはそれぞれ電気角にて１２０”の位
相差を有して０Ｎ−ＯＦＦ動作を行なう。またスイッチ
Ｓ、と８４との動作は互に共役であり、Ｓ２とＳＳ及び
Ｓ、とＳ４それぞれの動作も同様である。なお第２図に
おいては、前記各スイッチのＯＮ−〇ＦＦ動作は該各ス
イッチの開閉制御用駆動信号の印加及び取り去り動作に
対し時間遅れ無く応答するものとし、図示していない前
記駆動信号の波形は対応する前記各スイッチの波形と同
一であるとしている。
Ｓｌ、Ｓ、とＳｌとはそれぞれ電気角にて１２０”の位
相差を有して０Ｎ−ＯＦＦ動作を行なう。またスイッチ
Ｓ、と８４との動作は互に共役であり、Ｓ２とＳＳ及び
Ｓ、とＳ４それぞれの動作も同様である。なお第２図に
おいては、前記各スイッチのＯＮ−〇ＦＦ動作は該各ス
イッチの開閉制御用駆動信号の印加及び取り去り動作に
対し時間遅れ無く応答するものとし、図示していない前
記駆動信号の波形は対応する前記各スイッチの波形と同
一であるとしている。
次に前記電圧ＶＵ−Ｖは前記モータ３の端子Ｕから端子
Ｖ方向に通電する場合を正として前記スイッチＳｌとＳ
、との同時ＯＮ状態時に得られる。
Ｖ方向に通電する場合を正として前記スイッチＳｌとＳ
、との同時ＯＮ状態時に得られる。
同様に前記電圧ＶＩ４−１１は前記モータ３の端子Ｗか
ら端子Ｕ方向への通電時を正とし、前記スイッチＳ、と
３４との同時ＯＮ時に得られ、また前記電圧Ｖｌｌ−Ｎ
は前記モータ３の端子Ｕよりその中性点Ｎの方向への通
電を正として前記の電圧ＶＵ−ＶとＶＷ−Ｕとの差、換
言すれば電圧ＶＵ−Ｖと電圧ＶＷ−Ｕとの和の比例値と
して得られる。更に前記Ｕ相電流Ｉ ＩＩ−Ｍは前記電
圧ＶＬＩ−Ｎが負荷状態に従ってその等価インピーダン
スの変化する前記モータ３のＵ相巻線に印加された場合
の電流であり、従って前記モータ３の負荷率に従ってそ
の値を変化する。図示の場合１０１１１ と■いとはそ
れぞれ前記モータ３の無負荷時と負荷時の前記Ｕ相電流
Ｉｔ＋Ｎの波形図である。
ら端子Ｕ方向への通電時を正とし、前記スイッチＳ、と
３４との同時ＯＮ時に得られ、また前記電圧Ｖｌｌ−Ｎ
は前記モータ３の端子Ｕよりその中性点Ｎの方向への通
電を正として前記の電圧ＶＵ−ＶとＶＷ−Ｕとの差、換
言すれば電圧ＶＵ−Ｖと電圧ＶＷ−Ｕとの和の比例値と
して得られる。更に前記Ｕ相電流Ｉ ＩＩ−Ｍは前記電
圧ＶＬＩ−Ｎが負荷状態に従ってその等価インピーダン
スの変化する前記モータ３のＵ相巻線に印加された場合
の電流であり、従って前記モータ３の負荷率に従ってそ
の値を変化する。図示の場合１０１１１ と■いとはそ
れぞれ前記モータ３の無負荷時と負荷時の前記Ｕ相電流
Ｉｔ＋Ｎの波形図である。
しかしながら上記従来のＰＡＭ方式インバータによる出
力電流波形は、第２図に示す如く、負荷モータに対する
印加電圧の大巾且つ急激な変動部において大きな波高波
を有する歪波となる。この場合該歪波電流の波高率すな
わち波高最大値と実効値との比は前記負荷モータの負荷
率と力率とによって変化し、第２図に示す如く電流ｆｕ
ｌｌに対応する無負荷時の値は電流１ ｕａに対応する
負荷時の値より大きく、また力率は良くなる程前記波高
率は小となる。
力電流波形は、第２図に示す如く、負荷モータに対する
印加電圧の大巾且つ急激な変動部において大きな波高波
を有する歪波となる。この場合該歪波電流の波高率すな
わち波高最大値と実効値との比は前記負荷モータの負荷
率と力率とによって変化し、第２図に示す如く電流ｆｕ
ｌｌに対応する無負荷時の値は電流１ ｕａに対応する
負荷時の値より大きく、また力率は良くなる程前記波高
率は小となる。
このため力率の掻めて悪い無負荷時において前記歪波電
流が振動的となりその波高値が極めて大となって前記イ
ンバータ主回路スイッチング素子の定格電流値を超過し
、該素子の過電流保護による前記インバータの動作停止
を招く可能性があった。
流が振動的となりその波高値が極めて大となって前記イ
ンバータ主回路スイッチング素子の定格電流値を超過し
、該素子の過電流保護による前記インバータの動作停止
を招く可能性があった。
上記に鑑み本発明は、前記負荷モータの負荷率或いは力
率の変化にかかわらずその出力歪波電流の波高率の大巾
増大を抑制し安定な運転を可能とするＰＡＭ方式インバ
ータ出力電流の波形改善方法の提供を目的とするもので
ある。
率の変化にかかわらずその出力歪波電流の波高率の大巾
増大を抑制し安定な運転を可能とするＰＡＭ方式インバ
ータ出力電流の波形改善方法の提供を目的とするもので
ある。
上記目的を達成するために、本発明のＰ Ａ Ｍ方式イ
ンバータの出力電流波形改善方法においては、前記イン
バータの主回路スイッンチング素子それぞれに対し、電
気角にて、１８０°毎の導通としゃ断との交互反転動作
を３６０°の周期にて繰返させ、前記主回路より所要の
交流を出力させる１盲記各スイッチング素子用駆動信号
に関し、０°と１８０°との再位置を中心とする適当な
狭小巾の２組のしゃ断指示区間と、０°〜１８０°区間
において該両しゃ断指示区間に挾まれた導通指示区間と
、前記Ｏ°位置におけるしゃ断指示区間に先行隣接する
区間と前記１８０°位置におけるしゃ断指示区間に後続
隣接する区間との共に適当な狭小巾の２Ｍｉの導通指示
区間とを設け、更に１周期３６０°における前記３組の
導通指示区間の角度総和を１８０°となして構成した短
−長一短の導通区間配列をなす信号を前記各スイッチン
グ素子に対する制御用駆動信号として用いるものである
。
ンバータの出力電流波形改善方法においては、前記イン
バータの主回路スイッンチング素子それぞれに対し、電
気角にて、１８０°毎の導通としゃ断との交互反転動作
を３６０°の周期にて繰返させ、前記主回路より所要の
交流を出力させる１盲記各スイッチング素子用駆動信号
に関し、０°と１８０°との再位置を中心とする適当な
狭小巾の２組のしゃ断指示区間と、０°〜１８０°区間
において該両しゃ断指示区間に挾まれた導通指示区間と
、前記Ｏ°位置におけるしゃ断指示区間に先行隣接する
区間と前記１８０°位置におけるしゃ断指示区間に後続
隣接する区間との共に適当な狭小巾の２Ｍｉの導通指示
区間とを設け、更に１周期３６０°における前記３組の
導通指示区間の角度総和を１８０°となして構成した短
−長一短の導通区間配列をなす信号を前記各スイッチン
グ素子に対する制御用駆動信号として用いるものである
。
−ａにモータを含み誘導性インピーダンスを有する負荷
に段階状電圧を印加した場合の負荷電流変化は、各電圧
段に対応し前記インピーダンスの時定数に従うと共に、
電圧段移行変化時点における電圧変動中とその時間的変
化率とによって大きく左右され、更に次段印加電圧に対
する電流応答は該次段電圧印加瞬時における前段印加電
圧に対応する電流分をその初期値として変動を開始する
。
に段階状電圧を印加した場合の負荷電流変化は、各電圧
段に対応し前記インピーダンスの時定数に従うと共に、
電圧段移行変化時点における電圧変動中とその時間的変
化率とによって大きく左右され、更に次段印加電圧に対
する電流応答は該次段電圧印加瞬時における前段印加電
圧に対応する電流分をその初期値として変動を開始する
。
従って前記電流初期値が大きく且つ該初期値と同一極性
方向の電流変化を発生する方向に前記印加電圧が急激且
つ大巾な変動を行なう場合には前記電流の波高値が極め
て大きくなる可能性があると共に、逆に、前記印加電圧
を適度に断続的にその所要値迄立上げることにより該各
電圧断続段における前記電流の立上りを抑制し、結果的
に前記電流波高値の抑制が可能となる。
方向の電流変化を発生する方向に前記印加電圧が急激且
つ大巾な変動を行なう場合には前記電流の波高値が極め
て大きくなる可能性があると共に、逆に、前記印加電圧
を適度に断続的にその所要値迄立上げることにより該各
電圧断続段における前記電流の立上りを抑制し、結果的
に前記電流波高値の抑制が可能となる。
本発明は、ＰＡＭ方式インバータにより作成され、電気
角の１８０°毎に極性を反転し３６０゜を周期として前
記モータに印加される段階状電圧において該電圧の前段
値よりその後段値に移行変化することによりその電圧変
化巾と時間的変化率とが大となる０°と１８０°との両
位置において、前記モータ回路の電気的時定数に対応し
た適当な角度間隔を有する前記印加電圧の後段値よりそ
の前段値への復帰区間をそれぞれ設け、該復帰区間にお
いて前記印加電圧が最大の変化中と時間的変化率を示す
位相角における前記電流の過大な急変を抑制するもので
あり、このため前記インバータの主回路スイッチング素
子駆動信号の０°と１８０゜との両位置において前記電
圧復帰区間に相当する前記スイッチング素子の導通中断
区間を設けるものである。
角の１８０°毎に極性を反転し３６０゜を周期として前
記モータに印加される段階状電圧において該電圧の前段
値よりその後段値に移行変化することによりその電圧変
化巾と時間的変化率とが大となる０°と１８０°との両
位置において、前記モータ回路の電気的時定数に対応し
た適当な角度間隔を有する前記印加電圧の後段値よりそ
の前段値への復帰区間をそれぞれ設け、該復帰区間にお
いて前記印加電圧が最大の変化中と時間的変化率を示す
位相角における前記電流の過大な急変を抑制するもので
あり、このため前記インバータの主回路スイッチング素
子駆動信号の０°と１８０゜との両位置において前記電
圧復帰区間に相当する前記スイッチング素子の導通中断
区間を設けるものである。
以下この発明の実施例を図面により説明する。
第１図はこの発明の方法によるＰＡＭ方式インバータの
負荷モータ無負荷時の動作波形図であり、第３図のイン
バータ装置基本回路図と第４図の等価的スイッチ回路図
とは従来方法による第２図の場合と共通に用いられる。
負荷モータ無負荷時の動作波形図であり、第３図のイン
バータ装置基本回路図と第４図の等価的スイッチ回路図
とは従来方法による第２図の場合と共通に用いられる。
第１図は第２図に示すスイッチＳ１〜Ｓ、に対し角度Ｏ
°と１８０°との両位置を中心に前記電圧復帰区間に相
当する角度中ΔθのＯＦＦ区間を設け、角度−Δθ〜−
Δθ／２間とΔθ／２〜（１８０” −Δθ／２）間
と （１８０° ＋Δθ／２）〜（１８０” −←Δ
θ）間との３区間をＯＮ区間として設けたものである。
°と１８０°との両位置を中心に前記電圧復帰区間に相
当する角度中ΔθのＯＦＦ区間を設け、角度−Δθ〜−
Δθ／２間とΔθ／２〜（１８０” −Δθ／２）間
と （１８０° ＋Δθ／２）〜（１８０” −←Δ
θ）間との３区間をＯＮ区間として設けたものである。
従って角度３６０°の１１ｍ ｊｌＪＩにおける前記各
スイッチのＯＮとＯＦＦとの区間総和はそれぞれ１８０
°となる。なお第２図の場合と同様に前記各スイッチの
動作波形は該各スイッチに対する駆動信号波形と同一で
あるとする。
スイッチのＯＮとＯＦＦとの区間総和はそれぞれ１８０
°となる。なお第２図の場合と同様に前記各スイッチの
動作波形は該各スイッチに対する駆動信号波形と同一で
あるとする。
前記各駆動信号に対する上記の如き波形変形を行なうこ
とにより前記各電圧Ｖｕ−ｙと−ＶＷ−１１とｙ ｕ、
、、とは第１図に図示の如く出力され、その結果各相電
流例えば図示Ｕ相電流ｒｔ、はその最大波高値１１１（
１！が点線で示す従来方法による場合の値ｔｕゆ、より
も小となり、電流波形従ってその波高率の改善がなされ
ている。
とにより前記各電圧Ｖｕ−ｙと−ＶＷ−１１とｙ ｕ、
、、とは第１図に図示の如く出力され、その結果各相電
流例えば図示Ｕ相電流ｒｔ、はその最大波高値１１１（
１！が点線で示す従来方法による場合の値ｔｕゆ、より
も小となり、電流波形従ってその波高率の改善がなされ
ている。
本発明によれば、ＰＡＭインバータの主回路スイッチン
グ素子用駆動信号の導通指示区間に対し電気角にて０°
と１８０°との両位置を中心に適当中のしゃ断指示区間
を設けて前記導通指示区間の縮少を行なうと共に、該導
通指示区間の両端に前記両しゃ断指示区間を介して適当
中の導通指示区間を併設することにより角度中にて短−
長一短の３種の導通指示区間配置とし且つ咳３者の導通
指示区間総和を１８０°となすことにより、前記インバ
ータの段階状出力電圧がその極性を反転すると共に最大
の電圧変化巾とその時間的変化率とを示す０°と１８０
’両位置における前記インバータ出力電流の過大な急変
を抑制し該出力電流の波高率の低下従ってその波形改善
が可能となる。
グ素子用駆動信号の導通指示区間に対し電気角にて０°
と１８０°との両位置を中心に適当中のしゃ断指示区間
を設けて前記導通指示区間の縮少を行なうと共に、該導
通指示区間の両端に前記両しゃ断指示区間を介して適当
中の導通指示区間を併設することにより角度中にて短−
長一短の３種の導通指示区間配置とし且つ咳３者の導通
指示区間総和を１８０°となすことにより、前記インバ
ータの段階状出力電圧がその極性を反転すると共に最大
の電圧変化巾とその時間的変化率とを示す０°と１８０
’両位置における前記インバータ出力電流の過大な急変
を抑制し該出力電流の波高率の低下従ってその波形改善
が可能となる。
第１図はこの発明の方法によるＰＡＭ方式インバークの
動作波形図、第２図は従来方法による前記インバータの
動作波形図、第３図はＰＡＭ方式を含む一般的なインバ
ータ装置の基本回路図、第４図は第３図回路図のインバ
ータ部の等価的なスイッチ回路図である。 ■・・・交流電源、２・・・インバータ装置、２ａコン
バ一タ部、２ｂ・・・インバータ部、３・・・モータ、
Ｃ・・・平滑用コンデンサ、Ｓ、〜Ｓ６・・・スイッチ
。 →−←Δ０ ．１←ΔＯ 第１図 包５ 同月 第３図 ｂ 第４図
動作波形図、第２図は従来方法による前記インバータの
動作波形図、第３図はＰＡＭ方式を含む一般的なインバ
ータ装置の基本回路図、第４図は第３図回路図のインバ
ータ部の等価的なスイッチ回路図である。 ■・・・交流電源、２・・・インバータ装置、２ａコン
バ一タ部、２ｂ・・・インバータ部、３・・・モータ、
Ｃ・・・平滑用コンデンサ、Ｓ、〜Ｓ６・・・スイッチ
。 →−←Δ０ ．１←ΔＯ 第１図 包５ 同月 第３図 ｂ 第４図
Claims (1)
- １）ＰＡＭ方式インバータの主回路スイッチング素子そ
れぞれに対し、電気角にて、１８０°毎の導通としゃ断
との交互反転動作を３６０°の周期にて繰返させ、前記
主回路より所要の交流を出力させる前記各スイッチング
素子用駆動信号に関し、０°と１８０°との両位置を中
心とする適当な狭小巾の２組のしゃ断指示区間と、０°
〜１８０°区間において該両しゃ断指示区間に挾まれた
導通指示区間と、前記０°位置におけるしゃ断指示区間
に先行隣接する区間と前記１８０°位置におけるしゃ断
指示区間に後続隣接する区間との共に適当な狭小巾の２
組の導通指示区間とを設け、更に１周期３６０°におけ
る前記３組の導通指示区間の角度総和を１８０°となし
て構成した短−長−短の導通区間配列をなす信号を前記
各スイッチング素子に対する制御用駆動信号として用い
ることを特徴とするＰＡＭ方式インバータの出力電流波
形改善方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63163008A JPH0213271A (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | Ｐａｍ方式インバータの出力電流波形改善方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63163008A JPH0213271A (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | Ｐａｍ方式インバータの出力電流波形改善方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0213271A true JPH0213271A (ja) | 1990-01-17 |
Family
ID=15765443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63163008A Pending JPH0213271A (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | Ｐａｍ方式インバータの出力電流波形改善方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0213271A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7137657B2 (en) * | 2003-04-09 | 2006-11-21 | Tong Lung Metal Industry Co., Ltd. | Reinforced apparatus for a lever handle of a door lock |
| CN108966682A (zh) * | 2016-02-18 | 2018-12-07 | 株式会社电装 | 逆变器控制装置 |
-
1988
- 1988-06-30 JP JP63163008A patent/JPH0213271A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7137657B2 (en) * | 2003-04-09 | 2006-11-21 | Tong Lung Metal Industry Co., Ltd. | Reinforced apparatus for a lever handle of a door lock |
| CN108966682A (zh) * | 2016-02-18 | 2018-12-07 | 株式会社电装 | 逆变器控制装置 |
| CN108966682B (zh) * | 2016-02-18 | 2020-06-19 | 株式会社电装 | 逆变器控制装置 |
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