JPH0213875A - 電波逆探知装置 - Google Patents
電波逆探知装置Info
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- JPH0213875A JPH0213875A JP16575588A JP16575588A JPH0213875A JP H0213875 A JPH0213875 A JP H0213875A JP 16575588 A JP16575588 A JP 16575588A JP 16575588 A JP16575588 A JP 16575588A JP H0213875 A JPH0213875 A JP H0213875A
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- Japan
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- signal
- radio wave
- band
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、他者が間欠的に放射する電磁波を受信して分
析・探知する電波逆探知装置に関するものである。
析・探知する電波逆探知装置に関するものである。
第５図および第７図に従来の電波逆探知装置の構成を示
す、第５図は並列フィルタを用いた分析器によって周波
数分析を行なう方式である。第５図中、１は空中線、２
は高周波広帯域増幅器、３は分配器、４は帯域通過フィ
ルタ群であり、各フィルタＦＬＩ〜ＦＬｎは第６図に示
す通り各々相接する通過帯域Δｆを持ち全部合わせて受
信帯域Ｂの全域をカバーする。また５は検波器、６は信
号検出器である。
す、第５図は並列フィルタを用いた分析器によって周波
数分析を行なう方式である。第５図中、１は空中線、２
は高周波広帯域増幅器、３は分配器、４は帯域通過フィ
ルタ群であり、各フィルタＦＬＩ〜ＦＬｎは第６図に示
す通り各々相接する通過帯域Δｆを持ち全部合わせて受
信帯域Ｂの全域をカバーする。また５は検波器、６は信
号検出器である。
なお第７図は狭帯域受信機の局発周波数を掃引′ｗ１ｗ
ｊシて第８図に示すように受信周波数を全受信帯域Ｂの
全域に渡って掃引または制御して受信信号の周波数を検
出する方式であり、図中、１４は可変中心周波数帯域通
過フィルタ、７は周波数変換器、８は可変周波数局部発
振器、９は鋸歯状波発生器、１０ばスコープ表示器また
は時分割信号検出器である。
ｊシて第８図に示すように受信周波数を全受信帯域Ｂの
全域に渡って掃引または制御して受信信号の周波数を検
出する方式であり、図中、１４は可変中心周波数帯域通
過フィルタ、７は周波数変換器、８は可変周波数局部発
振器、９は鋸歯状波発生器、１０ばスコープ表示器また
は時分割信号検出器である。
従来の電波逆探知装置は以」―のように構成されており
、第５図の方式では全受信帯域Ｂを常時受信可能である
ので検出確率は１００％であるが、帯域通過フィルタの
数がＢ／Δｆ個必要であり、周波数分解能を向」二する
ために各フィルタの帯域幅Δｆを小さくすると、フィル
タの数が膨大となり、フィルタ製作・！ｌｌ整の固辞、
機器の大型化に加えて分配損失が大きくなるという欠点
がある。
、第５図の方式では全受信帯域Ｂを常時受信可能である
ので検出確率は１００％であるが、帯域通過フィルタの
数がＢ／Δｆ個必要であり、周波数分解能を向」二する
ために各フィルタの帯域幅Δｆを小さくすると、フィル
タの数が膨大となり、フィルタ製作・！ｌｌ整の固辞、
機器の大型化に加えて分配損失が大きくなるという欠点
がある。
これに対し、第７図の方式によると、帯域通過フィルタ
は１個で済むが、瞬時受信帯域幅がフィルタの帯域幅Δ
ｆに等しいので、間欠的な信号に対する検出確率はΔｆ
／Ｂであり、周波数分解能を改善しようとしてΔｒを小
さくすると検出確率が低下するという欠点がある。
は１個で済むが、瞬時受信帯域幅がフィルタの帯域幅Δ
ｆに等しいので、間欠的な信号に対する検出確率はΔｆ
／Ｂであり、周波数分解能を改善しようとしてΔｒを小
さくすると検出確率が低下するという欠点がある。
以上のように、従来の方式は、いずれも周波数分解能６
受信感度及び検出確率が相互に関係しており、一方の性
能を改善すれば他方の性能が低下し、全てを満足するも
のが得難い状況にある。
受信感度及び検出確率が相互に関係しており、一方の性
能を改善すれば他方の性能が低下し、全てを満足するも
のが得難い状況にある。
また、第７図の方式では、周波数変換器７の逆側ザイド
パンドから中間周波帯域内に入ってく不、所謂イメージ
帯域感度が問題になる。これを除去するために可変周波
数帯域通過フィルタ１４をプリセレクタとして使用し、
局発信号掃引と連動と７で制御し、常に逆サイドバンド
の入力信号を阻止する必要がある。しかるに広い帯域内
を局発信号を正確に連動して掃引制御する回路は技術的
に非常に難しいばかりでなく、非常に高価なものとなる
。
パンドから中間周波帯域内に入ってく不、所謂イメージ
帯域感度が問題になる。これを除去するために可変周波
数帯域通過フィルタ１４をプリセレクタとして使用し、
局発信号掃引と連動と７で制御し、常に逆サイドバンド
の入力信号を阻止する必要がある。しかるに広い帯域内
を局発信号を正確に連動して掃引制御する回路は技術的
に非常に難しいばかりでなく、非常に高価なものとなる
。
この発明は、上記のような従来のものの問題点を解消す
るためになされたもので、上記の欠点を解決して瞬時受
信帯域幅が広いままで周波数分解能と受信感度とを向上
させることかできる他、局部発振器−ブリ上１ツクタ一
連動機構を使用せずにイメージ帯域を抑圧することので
きる電波逆探知装置を得ることを目的とする。
るためになされたもので、上記の欠点を解決して瞬時受
信帯域幅が広いままで周波数分解能と受信感度とを向上
させることかできる他、局部発振器−ブリ上１ツクタ一
連動機構を使用せずにイメージ帯域を抑圧することので
きる電波逆探知装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電波逆探知装置は、受（δ信号を周波数
掃引する局部発振信号と混合し、混合して得られた中間
周波信号を上記局部発振信号と同じ時間−周波数変化特
性を有する周波数分散遅延線に通して時間軸１で１点に
集中させるように構成したものである。
掃引する局部発振信号と混合し、混合して得られた中間
周波信号を上記局部発振信号と同じ時間−周波数変化特
性を有する周波数分散遅延線に通して時間軸１で１点に
集中させるように構成したものである。
この発明においては、上述のように構成することにより
、受信波のエネルギーを１点に集中させ振幅を増大させ
るようにしたので、広い周波数帯域に渡る電波を探知９
分析する電波逆探知装置において、レーダ電波等の間欠
的に入来する電波に対する探知確率を低下させることな
く周波数分析の分解能が向上し、しかも受信感度も向上
する。
、受信波のエネルギーを１点に集中させ振幅を増大させ
るようにしたので、広い周波数帯域に渡る電波を探知９
分析する電波逆探知装置において、レーダ電波等の間欠
的に入来する電波に対する探知確率を低下させることな
く周波数分析の分解能が向上し、しかも受信感度も向上
する。
以下、この発明の実施例を図について説明する。
第１図はこの発明の一実施例による電波逆探知装置の構
成を示す。図において、１は空中線、７は周波数変換器
、８は制？Ｉ！電圧によって発振周波数が変化する局部
発振器、９は局部発振器８を制御する鋸歯状波を発生す
る回路（局発制御回路）、１１は第２図に示すような周
波数に応じて遅延時間が直線的に変化する、所謂周波数
分散遅延線路（以下、単に分散遅延線と称す）、１２は
分散遅延線１１０分散帯域外の信号を阻止する帯域通過
フィルタ、５はＩＦ信号をビデオ信号に変換する検波器
、１０はオシロスコープもしくはビデオ信号を時間軸上
で分割して各単位時間内の信号の有無を検出する時分割
信号検出器、１３は時分割信号検出器１０の水平掃引ま
たは時分割系のタイミングを鋸歯波発生回路９の掃引と
同期を取り分散遅延線その他の回路による信号の遅延を
含めて時間を合わせるためのトリガパルス遅延回路であ
る。
成を示す。図において、１は空中線、７は周波数変換器
、８は制？Ｉ！電圧によって発振周波数が変化する局部
発振器、９は局部発振器８を制御する鋸歯状波を発生す
る回路（局発制御回路）、１１は第２図に示すような周
波数に応じて遅延時間が直線的に変化する、所謂周波数
分散遅延線路（以下、単に分散遅延線と称す）、１２は
分散遅延線１１０分散帯域外の信号を阻止する帯域通過
フィルタ、５はＩＦ信号をビデオ信号に変換する検波器
、１０はオシロスコープもしくはビデオ信号を時間軸上
で分割して各単位時間内の信号の有無を検出する時分割
信号検出器、１３は時分割信号検出器１０の水平掃引ま
たは時分割系のタイミングを鋸歯波発生回路９の掃引と
同期を取り分散遅延線その他の回路による信号の遅延を
含めて時間を合わせるためのトリガパルス遅延回路であ
る。
次に動作について説明する。分散遅延線の中心周波数を
Ｆｏ、分散帯域幅ΔＦ、局発信号（８の出力）の周波数
をｆＬｏ、受信信号の周波数をｆつ１、中間周波信号（
７の出力）の周波数をｆｌＦとする。
Ｆｏ、分散帯域幅ΔＦ、局発信号（８の出力）の周波数
をｆＬｏ、受信信号の周波数をｆつ１、中間周波信号（
７の出力）の周波数をｆｌＦとする。
周波数変換器の入出力の周波数関係は
ｆＩｐ−ｆａｙ ｆＬ。
または
ｆＩＦ”” ｆ ｌｌＦ＋ ｆ ＬＯ
であり、ｆＬ６は時間とともに第３図に示す通りに変化
し、 ｆＬｏ”（ΔＦ／ＡＴ）ｔ＋Ｃ または ｆｔｏ−−（ΔＦ／ΔＴ）ｔ＋Ｃ で表わされるものとする 今仮に、受信入力信号として周波数ｆ□の連続波が一波
だけ存在する場合について説明する。
し、 ｆＬｏ”（ΔＦ／ＡＴ）ｔ＋Ｃ または ｆｔｏ−−（ΔＦ／ΔＴ）ｔ＋Ｃ で表わされるものとする 今仮に、受信入力信号として周波数ｆ□の連続波が一波
だけ存在する場合について説明する。
周波数変換器７の出力では
ｆ Ｉｒ−ｆ ＩＦ ｆ Ｌｌｌ−（ΔＦ／ΔＴ）ｔ
＋Ｃ’となり、ΔＦ／ΔＴの速さで周波数が直線的に変
化する。これが帯域通過フィルタ１２を通過すると、 Ｆｏ−（ΔＦ／２）≦ｆｌＦ≦Ｆ０＋（ΔＦ／２）の間
だけが通って他の時間帯は阻止される。
＋Ｃ’となり、ΔＦ／ΔＴの速さで周波数が直線的に変
化する。これが帯域通過フィルタ１２を通過すると、 Ｆｏ−（ΔＦ／２）≦ｆｌＦ≦Ｆ０＋（ΔＦ／２）の間
だけが通って他の時間帯は阻止される。
この時の波形は第４図（ａ）に示す通りであり、その周
波数は第４図（ｂ）に示す様に変化しており、信号が存
在する時間はΔＴである。
波数は第４図（ｂ）に示す様に変化しており、信号が存
在する時間はΔＴである。
このような信号を第２図に示す特性を持つ分散遅延線１
１に通すと、周知のチャーブ（ＣＩｌｉｒｐ）式パルス
圧縮の効果によってそのエネルギーが一点に集中し、分
散遅延線１１の出方は第４図（Ｃ）の様になり、そのパ
ルス幅では、 τ−１／ΔＦ に圧縮され、パルス幅圧縮比は１： （ΔＴ・ΔＦ）−
１であり、信号対雑音比（ＳＮ比）は振幅比で（ΔＴ・
ΔＦ）Ｉ／！倍となる。
１に通すと、周知のチャーブ（ＣＩｌｉｒｐ）式パルス
圧縮の効果によってそのエネルギーが一点に集中し、分
散遅延線１１の出方は第４図（Ｃ）の様になり、そのパ
ルス幅では、 τ−１／ΔＦ に圧縮され、パルス幅圧縮比は１： （ΔＴ・ΔＦ）−
１であり、信号対雑音比（ＳＮ比）は振幅比で（ΔＴ・
ΔＦ）Ｉ／！倍となる。
次に周波数がｆ、たけ離れた２波の連続波が入力に加え
られた場合を考えると、 ΔＦ＞ｆａ ＞１／ΔＴ の場合には、分散遅延線１１の入力においては両波は時
間的に重畳する部分があり分離できないが、分散遅延線
１１の出力では時間軸上で完全に分離しており、相異な
る２波として検出できるようになっている。
られた場合を考えると、 ΔＦ＞ｆａ ＞１／ΔＴ の場合には、分散遅延線１１の入力においては両波は時
間的に重畳する部分があり分離できないが、分散遅延線
１１の出力では時間軸上で完全に分離しており、相異な
る２波として検出できるようになっている。
このように、本実施例によれば、瞬時受信帯域幅はΔＦ
でありながら周波数分解能は１／ΔＴとなり、ＳＮ振幅
比が（ΔＴ・ΔＦ）Ｉ／を倍になる。
でありながら周波数分解能は１／ΔＴとなり、ＳＮ振幅
比が（ΔＴ・ΔＦ）Ｉ／を倍になる。
一般に分散遅延線はΔＴ・ΔＦが１０〜１０００のもの
が可能であるので、周波数分解能、ＳＮ比共に大幅に改
善される。
が可能であるので、周波数分解能、ＳＮ比共に大幅に改
善される。
またランダムに入って来る間欠的信号に対する検出確率
ｐはｐ−ΔＦ／Ｂとなり、同じ周波数分解能を有する第
７図の方式の検出確率と比較するとΔＴ・ΔＦ倍となり
、これも大幅な改善が実現されている。
ｐはｐ−ΔＦ／Ｂとなり、同じ周波数分解能を有する第
７図の方式の検出確率と比較するとΔＴ・ΔＦ倍となり
、これも大幅な改善が実現されている。
またイメージ帯域感度について見ると、イメージ帯域か
ら中間周波数帯域内に入る信号は周波数変換器の逆サイ
ドバンドで周波数変換されるので、ｆｌＦが正規の受信
帯域からの信号とは逆の周波数変換がかかっており、こ
れが分散遅延線を通るとパルス幅が圧縮されず、逆に分
散してしまうので、正規の受信帯域に対するイメージ帯
域感度は振幅比で１／（ΔＴ・ΔＦ）倍となり、ブリセ
レクタがなくてもイメージ帯域感度を十分抑圧すること
ができる。
ら中間周波数帯域内に入る信号は周波数変換器の逆サイ
ドバンドで周波数変換されるので、ｆｌＦが正規の受信
帯域からの信号とは逆の周波数変換がかかっており、こ
れが分散遅延線を通るとパルス幅が圧縮されず、逆に分
散してしまうので、正規の受信帯域に対するイメージ帯
域感度は振幅比で１／（ΔＴ・ΔＦ）倍となり、ブリセ
レクタがなくてもイメージ帯域感度を十分抑圧すること
ができる。
以上のように、この発明に係る電波逆探知装置によれば
、鋸゛歯状に変化する局発信号により受信信号を周波数
変換し、その中間周波数信号を上記局発信号と同じ時間
−周波数変化特性を有する周波数分散遅延線に通して時
間軸上で１点に集中させるように構成したので、間欠的
に入来する電波に対する探知確率を低下させることなく
周波数分析の分解能を向上でき、受信感度をも向上でき
る他、局部発振器とブリセレクタとの連動機構を使用す
ることなくイメージ帯域を抑圧できる効果がある。
、鋸゛歯状に変化する局発信号により受信信号を周波数
変換し、その中間周波数信号を上記局発信号と同じ時間
−周波数変化特性を有する周波数分散遅延線に通して時
間軸上で１点に集中させるように構成したので、間欠的
に入来する電波に対する探知確率を低下させることなく
周波数分析の分解能を向上でき、受信感度をも向上でき
る他、局部発振器とブリセレクタとの連動機構を使用す
ることなくイメージ帯域を抑圧できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例による電波逆探知装置の構成
図、第２図は第１図の電波逆探知装置に使用する周波数
分散遅延線の遅延時間の周波数特性を示す図、第３図は
本発明の一実施例の電波逆探知装置の局部発振周波数の
時間特性を示す図、第４図は第１図の電波逆探知装置の
各部の信号の波形と周波数およびその時間関係を示す図
であり、第４図（ａ）は分散遅延線の入力における信号
波形を示す図、第４図（ｂ３は第４図（ａ）の周波数を
示す図、第４図（Ｃ）は分散遅延線の出力における信号
波形を示す図、第５図は従来の電波逆探知装置の一例で
あり、並列フィルタ形分波器を使用する方式の構成図、
第６図は第５図の電波逆探知装置の周波数帯域特性を示
す図、第７図も従来の電波逆探知装置の一例であり、狭
帯域フィルタを持つスーパーヘテロゲイン受信機の局部
発振周波数を制御、掃引する方式の構成図、第８図は第
７図の電波逆探知装置の周波数帯域特性を示す図である
。 図において、１は空中線、２は高周波広帯域増幅器、３
は分配器、４は帯域通過フィルタ、５は検波器、６は信
号の有無を検出する信号検出器、７は周波数変換器、８
は発振周波数を電圧で制御できる局部発振器、９は鋸歯
状波発振器、１０はスコープ表示器または時分割の信号
検出器、１１は周波数分散遅延線路、１２は帯域通過フ
ィルタ、１３はトリガ遅延回路、１４は中心周波数を制
御できる帯域通過フィルタである。
図、第２図は第１図の電波逆探知装置に使用する周波数
分散遅延線の遅延時間の周波数特性を示す図、第３図は
本発明の一実施例の電波逆探知装置の局部発振周波数の
時間特性を示す図、第４図は第１図の電波逆探知装置の
各部の信号の波形と周波数およびその時間関係を示す図
であり、第４図（ａ）は分散遅延線の入力における信号
波形を示す図、第４図（ｂ３は第４図（ａ）の周波数を
示す図、第４図（Ｃ）は分散遅延線の出力における信号
波形を示す図、第５図は従来の電波逆探知装置の一例で
あり、並列フィルタ形分波器を使用する方式の構成図、
第６図は第５図の電波逆探知装置の周波数帯域特性を示
す図、第７図も従来の電波逆探知装置の一例であり、狭
帯域フィルタを持つスーパーヘテロゲイン受信機の局部
発振周波数を制御、掃引する方式の構成図、第８図は第
７図の電波逆探知装置の周波数帯域特性を示す図である
。 図において、１は空中線、２は高周波広帯域増幅器、３
は分配器、４は帯域通過フィルタ、５は検波器、６は信
号の有無を検出する信号検出器、７は周波数変換器、８
は発振周波数を電圧で制御できる局部発振器、９は鋸歯
状波発振器、１０はスコープ表示器または時分割の信号
検出器、１１は周波数分散遅延線路、１２は帯域通過フ
ィルタ、１３はトリガ遅延回路、１４は中心周波数を制
御できる帯域通過フィルタである。
Claims (1)
- （１）電波逆探知装置において、 受信信号を中間周波数に変換する周波数変換器と、 上記周波数変換器の局発信号を発振する局部発振器と、 上記周波数変換器からの中間周波信号を遅延する、信号
周波数に対して直線的に遅延時間が変化する周波数分散
遅延線路と、 この周波数分散遅延線路の帯域幅ΔＦと分散遅延時間Δ
Ｔに応じて上記局部発振器の発振周波数を単位時間にΔ
Ｆ／ΔＴの速さで掃引させる局発制御回路とを備え、 時間軸上に受信信号の周波数スペクトラムを分散展開さ
せることによって受信信号の周波数を検出することを特
徴とする電波逆探知装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16575588A JPH0213875A (ja) | 1988-07-01 | 1988-07-01 | 電波逆探知装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16575588A JPH0213875A (ja) | 1988-07-01 | 1988-07-01 | 電波逆探知装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0213875A true JPH0213875A (ja) | 1990-01-18 |
Family
ID=15818444
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16575588A Pending JPH0213875A (ja) | 1988-07-01 | 1988-07-01 | 電波逆探知装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0213875A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000009740A (ja) * | 1998-06-19 | 2000-01-14 | Aloka Co Ltd | 血液検査装置及び分注装置 |
| US6056291A (en) * | 1995-12-25 | 2000-05-02 | Ckd Corporation | Metal gasket |
| JP2011220854A (ja) * | 2010-04-09 | 2011-11-04 | Koden Electronics Co Ltd | 受信装置 |
| JP2014240843A (ja) * | 2014-08-25 | 2014-12-25 | 株式会社Ｋｏｄｅｎホールディングス | 受信装置 |
| JP2015207887A (ja) * | 2014-04-18 | 2015-11-19 | 富士通株式会社 | 無線送信装置及び歪補償方法 |
-
1988
- 1988-07-01 JP JP16575588A patent/JPH0213875A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6056291A (en) * | 1995-12-25 | 2000-05-02 | Ckd Corporation | Metal gasket |
| JP2000009740A (ja) * | 1998-06-19 | 2000-01-14 | Aloka Co Ltd | 血液検査装置及び分注装置 |
| JP2011220854A (ja) * | 2010-04-09 | 2011-11-04 | Koden Electronics Co Ltd | 受信装置 |
| JP2015207887A (ja) * | 2014-04-18 | 2015-11-19 | 富士通株式会社 | 無線送信装置及び歪補償方法 |
| JP2014240843A (ja) * | 2014-08-25 | 2014-12-25 | 株式会社Ｋｏｄｅｎホールディングス | 受信装置 |
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