JPH0214472A

JPH0214472A - 等化・判別回路

Info

Publication number: JPH0214472A
Application number: JP63163830A
Authority: JP
Inventors: Shigekazu Togashi; 富樫　茂和
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1988-06-30
Filing date: 1988-06-30
Publication date: 1990-01-18

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、デジタル磁気記録再生装置などの振幅変動の
多い系における等化・判別回路に関する。

（従来の技術）従来より１．低周波領域の信号が遮断または大幅に低下
する系を介してデジタルデータを識別する場合の一方法
として、量子化帰還形の判別回路が線形等化回路と組み
合わされて使用されている。

（発明が解決しようとする課題）デジタルＶＴＲにおいて、テープ・ヘッド系の特性の中
で最も大きな変動の要因は、トラッキングずれによる再
生レベル変動と、テープ・ヘッドの接触の変化による周
波数特性の変動が一般的であり、いずれも振幅方向の変
化が主である。一方、量子化帰還形の判別回路は、入力
信号と帰還信号とのレベルが常時一定でなければ完全な
再生は行なわれない、そこで、従来より自動利得制御（
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａ１ｎ、　Ｃｏｎｔｒｏｌ以下
、ＡＧＣという）などが使用されているが、ＡＧＣなど
では高速の変化に対応できない上に、回路規模も大きく
なるという問題があった。

本発明は上記従来の問題を解決し、簡単な回路構成でＶ
ＴＲの再生信号または受信信号の急激な変化に対して強
い等化・判別回路を実現することを目的とするものであ
る。

（課題を解決するための手段）本発明は上記目的を達成するために、再生または受信さ
れた信号の周波数対位相および周波数対振幅を線形等化
する線形等化手段と、小振幅信号の特定周波数領域での
位相を進める非線形位相補償手段と、上記線形等化手段
および非線形位相補償手段を介して入力された信号の高
域成分に判別後の低域成分を加算して低域成分を再生し
た後に判別する量子化帰還形判別手段とを備え、上記非
線形位相補償手段の位相補償周波数域の中心を上記量子
化帰還形判別手段の量子化帰還クロスオーバ周波数にほ
ぼ等しい構成にしたものである。

（作　用）本発明は上記のような構成により、線形等化手段におい
て振幅および位相が等化され、非線形位相補償手段にお
いて量子化帰還クロスオーバ周波数近傍の位相が小振幅
信号時に進み側に補償され。

量子化帰還形判別手段において入力信号が低下した時に
発生する量子化帰還クロスオーバ周波数近傍の位相遅れ
が打ち消されるという作用を有する。

（実施例）第１図は、本発明の一実施例のブロック構成を示してい
る。第１図において、１は信号の入力端子、２は線形等
化手段、３は非線形位相補償手段、４は量子化帰還形判
別手段、５は信号の出力端子である。第２図は本発明の
第１の実施例における非線形位相補償手段３の基本部分
の回路図、第３図は波形図、第４図は本発明の一実施例
における量子化帰還形判別手段のブロック図である。第
４図において、１１は入力端子、１２は高域フィルタ（
Ｈｉｇｈ　Ｐａ５ｓ　Ｆｉｌｔｅｒ以下、ＨＰＦという
）、１３は加算器、１４は電圧比較器、１５は低域フィ
ルタ（ＬｏｗＰａｓｓ　’　Ｆｉｌｔｅｒ以下、ＬＰＦ
という）、１６は出力端子である。第５図は、エネルギ
ースペクトラム図である。

次に、第１図ないし第５図を参照して、上記第１の実施
例の動作について説明する。第１図において、入力端子
１に与えられた入力信号は、線形等化手段２でナイキス
ト第１基準（インパルス応答波形における時間軸との等
間隔交差）を満たし、ロールオフ率Ｏｏ５に等化し、非
線形位相補償手段３に加えられる。非線形位相補償手段
３の入出力緩衝増幅器を除く基本回路は第２図の如くで
あり、コンデンサＣ１とＣ２、抵抗Ｒ１とＲ２およびダ
イオードＤ１とＤ２はそれぞれ等しく、抵抗値をＲ、コ
ンデンサ容量をＣとすると、小振幅信号に対する伝達関
数Ｇ、、は但し、Ｓは微分演算子（ｄ／ｄｔ）で表わされる。一方、ダイオードＤ１．Ｄ、が導通状態
の時は、単に増幅度が半分になるだけである。

なお、入出力緩衝増幅器の合計増幅度は２にしている。

従って、非線形位相補償手段３の小振幅信号に対する伝
達関数Ｇ、はとなる１次に、量子化帰還形判別手段４は、第４図に示
すように一般によく知られて形であり、ＨＰＦ１２とＬ
ＰＦ１５の伝達関数Ｇ、、Ｃ，はそれぞれ但し、Ｔｏは
量子化帰還の時定数となっており、第５図（Ａ）の如くロールオフ率０．５
でナイキスト第１基準をほぼ満たした等化のなされた入
力信号は、ＨＰＦ１２で低域ノイズ除去のため遮断され
、加算器１３に加えられる。一方、加算器１３の他の入
力には、電圧比較器１４の出力信号をＬＰＦ１５を介し
て加えている。電圧比較器１４の出力に原信号が再現さ
れたとすると、ＨＰＦ１２とＬＰＦ１５のそれぞれの出
力信号エネルギーは第５図ＣＢ）、（Ｃ）の如くとなり
、加算器１３の出力には低域ノイズを遮断し、低域成分
エネルギーを再生した第５図ＣＤ）の如きエネルギー分
布をもった波形が得られる。以上は一般によく知られて
いるとおりであり、入力信号の設定振幅に対する変動を
、記録時または送信時の原信号から線形等化手段２まで
の系の増幅度の変化とし、変化量をαとすると、電圧比
較器１４の出力に原信号が再生されたとすると、ＨＰＦ
１２の入力から加算器１３の出力までの伝達関数ＧｔはＧ、＝（１＋α）Ｇｈ＋Ｇ。

＝（１＋α）−αａ＋ｓ、。、　・・・・・・（５）と
なる、一方、非線形位相補償手段３の時定数、つまり（
２）式の（ＣＲ／２）は量子化還の時定数Ｔ。

と等しくしており、量子化帰還のクロスオーバ周波数１
／２πＴｏと位相補償周波数域の中心とほぼ等しくなっ
ている。（２）式および（５）式より、α＝−０，５，
つまり線形等化手段２の入力振幅が半分に低下した時に
、電圧比較器１４の入力における位相歪が最小になる０
次に、大振幅信号時には、非線形位相補償手段３のダイ
オードＤ１．Ｄ、（第２図）の順方向電圧以上の高域周
波数成分は位相補償されずに出力される。また、量子化
帰還形判別手段４のＨＰＦ１２の入力から電圧比較器１
４の入力まで（第４図）の位相特性は、（５）式から明
らかなように量子化帰還クロスオーバ周波数近傍での位
相進みとなり、電圧比較器１４の入力電圧波形は第３図
（Ｃ）の如くなる。また、第３図（Ａ）の波形は線形等
化手段２の入力振幅が設定値の時であり、第３図（Ｂ）
の波形は入力振幅が約半分に低下した時である。なお、
第３図における破線は非直線位相等化のない場合を示し
ている。上記の如く本実施例によれば、入力レベルの低
下時に量子化帰還により発生する位相歪が非直線位相補
償手段により補正され、識別誤りおよび誤り伝搬が軽減
される。また、ＡＧＣを用いた場合と異なり、応答性が
よく急激な変化にも応答する。

第６図は、本発明の第２の実施例における非線形位相補
償手段３の入出力緩衝増幅器を除く基本部分の回路図で
ある。

以下、第２の実施例について説明する０本実施例は、再
生または受信された信号の周波数対位相および周波数対
振幅を線形等化する線形等化手段と、大振幅信号の特定
周波数領域での位相を遅らせる非線形位相補償手段と、
上記線形等化手段および非線形位相補償手段を介して入
力された信号の高域成分に判別後の低域成分を加算して
低域成分を再生した後判別する量子化帰還形判別手段と
を備え、非線形位相補償手段の位相補償周波数域の中心
を量子化帰還形判別手段の量子化帰還クロスオーバ周波
数にほぼ等しくするとともに、量子化帰還形判別手段に
おいて入力信号平均レベルが帰還信号平均レベルに対し
て大きな値に設定した構成の等化・判別回路である。上
記の内容をブロック図で示すと第１図と同一になる。非
線形位相補償手段３の基本回路（第６図）において、抵
抗Ｒ１とＲ３は等しく、コンデンサＣ２との積ｃｘ　（
Ｒｔ　＋　Ｒｓ）は後述する量子化帰還の時定数Ｔ０と
等しく設定されている。従って、小振幅信号はそのまま
出力され、大振幅信号時はダイオードＤ１．Ｄ、が導通
となり、この時の非線形位相補償手段３の伝達関数Ｇ、
、２はＧｎ１＝　１−０．５　　”　”　”　”　””　　−
−−−−・−（６）Ｌ＋Ｓ−Ｃ，・Ｒ１となる、一方、量子化帰還形判別手段４は、入力信号レ
ベルが通常帰還レベルの２倍に設定しており、通常の入
力信号レベルからの変動分比をαとした時、量子化帰還
形判別手段４の入力から判別点、つまり量子化帰還によ
る低域再生を行なった後の電圧比較器入力までの伝達関
数Ｇｔ２はＧ、、＝＝　１　＋（１＋　２α）−辷Ｔ、
　　・・・・・・（７）１＋Ｓ−Ｔ。

但し、Ｔｏは量子化帰還の時定数となる、また、非線形位相補償手段３のダイオードＤｚ
、Ｄｚ（第６図）は、線形等化手段入力信号の高域レベ
ルが通常の半分以下で非導通となる。従って、（７）式
より明らかなように、線形等化手段２の入力信号レベル
が通常の半分、つまりα＝−〇、５の時、上記判別点に
おける位相歪はまったく打ち消される。また、この入力
信号レベルが通常の半分以上では、ダイオードＤ、、Ｄ
、は導通し、（６）式に示すように、非線形位相補償手
段３で量子化帰還クロスオーバ周波数近傍の位相が遅れ
、量子化帰還形判別手段４において、（６）式に従って
量子化帰還クロスオーバ周波数近傍の位相が進むのを大
幅に軽減している０以上の如く本実施例によれば、第１
の実施例よりも更に簡単な回路構成で、ＶＴＲの再生信
号または伝送路の急激な変化に対して強い等化・判別回
路を実現できる。

なお、本実施例および第１の実施例での位相補償量など
は、線形等化手段の入力信号レベルの低下が−６〜９　
ｄＢ程度の時、Ｃ／　Ｎ　（Ｃａｒｒｙ／　ｎｏｉｓｅ
）値が必要な誤り率を確保できる限界以上の値の系での
実施例であり、それらの設定はその系の振幅変動の量と
Ｃ／Ｎなどによって決定すればよい。

（発明の効果）本発明は、上記実施例より明らかなように、ＶＴＲの再
生信号または伝送路の受信信号の変化により、量子化帰
還で発生する位相歪を大幅に軽減し、識別誤りおよび誤
り伝搬を軽減した等化・判別回路を簡単に構成できると
いう効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック構成図、第２図は
第１の実施例における非線形位相補償手段基本部分の回
路図、第３図は波形図、第４図は量子化帰還形判別手段
のブロック図、第５図はエネルギースペクトラム図、第
６図は第２の実施例における非線形位相補償手段基本部
分の回路図である。１．１１・・・入力端子、　２・・・線形等化手段、３
・・・非線形位相補償手段、　４・・・量子化帰還形判
別手段、　５，１６・・・出力端子、１２・・・高域マ
イルタ、　１３・・・電圧比較器、１５・・・低域フィ
ルタ。特許出願人　松下電器産業株式会社第図第図箪図に！ｂ図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）再生または受信された信号の周波数対位相および
周波数対振幅を線形等化する線形等化手段と、小振幅信
号の特定周波数領域での位相を進める非線形位相補償手
段と、上記線形等化手段及び非線形位相補償手段を介し
て入力された信号の高域成分に判別後の低域成分を加算
して低域成分を再生した後に判別する量子化帰還形判別
手段とを備え、上記非線形位相補償手段の位相補償周波
数域の中心を上記量子化帰還形判別手段の量子化帰還ク
ロスオーバ周波数にほぼ等しくしたことを特徴とする等
化・判別回路。
（２）再生または受信された信号の周波数対位相および
周波数対振幅を線形等化する線形等化手段と、大幅振信
号の特定周波数領域での位相を遅らせる非線形位相補償
手段と、上記線形等化手段および非線形位相補償手段を
介して入力された信号の高域成分に判別後の低域成分を
加算して低域成分を再生した後に判別する量子化帰還形
判別手段とを備え、上記非線形位相補償手段の位相補償
周波数域の中心を上記量子化帰還形判別手段の量子化帰
還クロスオーバ周波数にほぼ等しくするとともに、上記
量子化帰還形判別手段において入力信号平均レベルが帰
還信号平均レベルに対して大きな値に設定されたことを
特徴とする等化・判別回路。