JPH02154507A - 位相変調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明はサンプリングされたアナログ信号を位相変調す
る位相変調方式に関する。

（従来の技術） 従来、サンプリングされたテレビジョン信号などのアナ
ログ信号を伝送する方式として第９図に示す様な位相変
調方式が知られている。この方式は連続的な信号ａ　（
ｔ）を標本化定理を満たすように信号帯域の２倍以上の
クロック周波数でサンプリングし、各サンプリング時点
の振幅（以下サンプル値）ａ（ｎＴ）を、次式に基づき
変調波位相θ（ｎＴ）に対応させるものである。

・・・（１） θ（ｎＴ）　：時刻ｎＴにおける変調波位相［ｄｅｇｒ
ｅｅ］ａ　（ｎＴ）　：時刻ｎｔにおける入力信号振幅
０　＜　ａ　（ｎＴ）＜　１ Ｔ：サンプリング周期 ｎ：整数 φＧＡＰ　：位相ギャップ なお、（１）式において、φＧＡＰは第９図（ｃ）に斜
線で示された部分に相当し位相クロスオーバーを防止す
るための位相ギャップである。

即ち、この位相ギャップは、例えば復調時にａ　（ｎＴ
）　−０に対応する位相θ（ｎＴ）−φＧＡＰ／２と、
ａ　（（ｎ＋１）Ｔ）　−１に対応する位相θ（（ｎ＋
１）Ｔ）　＝　３８０（φＧＡＰ／２）とが判別可能な
ように、位相のすき間を空けるものである。この位相ギ
ャップφＧＡＰは伝送時に搬送波電力対雑音電力の比（
以下Ｃ／Ｎ）が小さくなっても、判別誤りによる劣化が
許容できる程度とするために十分大きくなければならな
いが、逆にこのφＧＡＰを大きくしすぎると、復調出力
の信号電力対雑音電力比（以下Ｓ／Ｎ）が小さくなって
しまう。このため、伝送システムの使用条件や復調出力
の所要品質などから適切な値に決定される。例えばφＧ
ＡＰ−９０’に設定した場合、位相クロスオーバーが発
生する上限は、４相位相変調（以下ＱＰＳＫ）の符号誤
り率にほぼ等しくなることから次式で求められる。

位相クロスオーバー発生率−１−Φ（ｒ）・・・（２）
ｒ＝ｆ［７Ｗ （２）式において例えばＣ／Ｎ＝１１．４ｄＢとすると
、位相クロスオーバー発生率の上限は１０−４となる。

次に、このサンプル値位相変調方式の変調回路及び復調
回路を第１０図及び第１１図に基づいて説明する。第１
０図の変調回路において入力信号は入力端子１０１に入
力され、ＬＰＦ１０２で帯域制限された後、Ａ／Ｄコン
バータ１０３でディジタル化される。この出力は位相ギ
ャップ挿入回路１０４に入力され、ここで前述の位相ギ
ャップφＧＡＰに相当する隙間が付加された後、サイン
変換回路１０５およびコサイン変換回路１０６て５ｉｎ
（θ（ｎＴ））　、　ｃｏｓ（θ（ｎＴ））なる値に変
換される。

次に基準位相多重回路１０７および１０８で第９図に示
された基準位相が時間的に多重された後、それぞれＤ／
Ａコンバーター０９，１１０でアナログ信号に変換され
ＬＰＦＩＩＩ、１１２で補間された後、直交変調器へ入
力される。直交変調器はミキサ回路１１３および１１４
と、局部発振器１１６と、９０″移相器１１５と、同相
成分と直交成分とを合成する合成回路１１７から構成さ
れており、局部発振器１１６の出力を入力信号に応じて
その位相を変えるように動作する。合成回路１１７の出
力は、ミキサ回路１１３，１１４で発生ずる高調波成分
を含むためＢＰＦ１１８でこれが除去された後、変調波
出力端子１１９へ出力される。

ここで、入力信号がテレビジョン信号の場合を考え、基
準位相を多重する期間を水平または垂直の帰線期間の一
部とする。同期検出回路１２０は入力信号中に含まれる
同期信号を検出しタイミング発生回路１２］をリセット
する。タイミング発生回路１２１はＡ／Ｄコンバータな
どに用いるクロックと基準位相を多重するタイミングを
発生する。このタイミング信号は基準位相多重回路１０
７．１０８へ入力され、水平または垂直帰線期間の一部
に基準位相を多重するタイミングを与える。基準位相を
多重するには、サイン成分をＯ。

コサイン成分を＋１とすれば良い。

次に、第１１図に示された復調回路について説明する。

変調波入力端子２０１に入力された受信変調波信号はＢ
ＰＦ２０２で帯域制限された後、直交同期検波される。

すなわち、キャリア再生回路２１９から出力された再生
キャリアを用いて検波する同相検波器２０４と、再生キ
ャリアを９０°移相したもので検波する直交検波器２０
３でそれぞれＣＯＳθ、　ｓｉｎθなる値が検出される
。

これらの検波出力はＬＰＦ２０６，２０７でそれぞれ帯
域制限されてクロック再生回路へ与えられると同時にＡ
／Ｄコンバータ２０８，２０９へ入力される。クロック
再生回路は、入力信号中に含まれるタイミング情報（同
期信号）を抽出してＡ／Ｄコンバータその他に必要なり
ロックを＋Ｉｒ　１１ユする。Ａ／Ｄコンバータ２０８
，２０９では、各検波出力をディジタル化しＴ　Ａ　Ｎ
−’回路２１０で次の処理により位相復調を行なう。

位相復調出力θは、位相ギャップ除去回路２１１にて前
述した位相ギャップφＧＡＰを除去された後、Ｄ／Ａ変
換され元のアナログ信号に復調される。

Ｔ　Ａ　Ｎ−’回路２１０の出力は復調出力中の同期信
号を検出し、かつ同期検波に必要な基準位相を知るため
に、同期検出回路２１７および基準位相ゲート回路２１
６へも入力される。基準位相は前述のように入力信号の
一部に時間多重されているから、この期間のみ基準位相
ゲート２１６が開けられ、そのときの復調位相（これは
キャリア再生の際の位相誤差信号となる。）がキャリア
再生回路２１９へ制御信号として帰還される。これによ
り、キャリア再生動作が実現される。

ところで、このような位相変調方式では、テレビジョン
信号におけるタイトル画の背景のように入力信号が一定
の値又はゆっくりした変化しか示さない場合、変調波の
位相もこれに応じて一定またはゆっくりした変化しか示
さないことになる。

この場合、変調波のスペクトルに線スペクトル（狭い帯
域に信号電力が集中する。）が発生する。

この線スペクトルは他の信号に強い妨害を与え、混変調
・相互変調の要因となるという問題があった。

（発明が解決しようとする課題） このように、従来のサンプル値の位相変調方式では、ア
ナログ信号の性質によっては、変調波のスペクトルに線
スペクトルが発生し易く、このために他の信号へ強い妨
害を与えてしまうことが多く予想されるという問題があ
った。

そこで、本発明はサンプル値の伝送に適した十分な線ス
ペクトル拡散効果を有する位相変調方式を提供すること
を目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、送信側と受信側とで同一のシーケンスに基づ
き基準となる位相を変化させながら位相変調及び復調す
るための手段を備えたことを特徴としている。

即ち、本発明は、アナログ信号を所定のタイミングでサ
ンプリングする手段と、所定のシーケンスに基づいて位
相切換え信号を出力する手段と、この手段から出力され
る位相切換え信号に基づいて基準となる位相を変化させ
前記サンプリングされたアナログ信号を位相変調する手
段と、この手段で得られた位相変調波を送信する手段と
、この手段から送信された位相変調波を受信する手段と
、前記基準位相切換え信号の出力シーケンスと同一のシ
ーケンスに基づいて前記位相切換え信号と同一の信号を
出力する手段と、この手段から出力される前記位相切換
え信号と同一の信号に基づいて基準となる位相を変化さ
せながら前記受信された位相変調波から前記サンプリン
グされたアナログ信号を復調する手段とを具備したこと
を特徴としている。

（作用） 本発明によれば、送信側と受信側とで同一のシーケンス
に基づいて同一の位相切換え信号を発生させ、この位相
切換え信号に基づいて基準となる位相を変化させながら
位相変調及び位相復調を行なうので、送信側と受信側と
て同期した変復調が行なえる。このため、もし入力信号
がほぼ一定の値となっているような場合でも、各サンプ
ル値に対応した変調波の位相が、位相切換え信号に基づ
いて変化するので、十分なディスバーサル（スペクトル
拡散）効果が得られ、他の信号への妨害を極めて小さく
できる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は、本発明の一実施例に係る位相変調方式の動作
原理を示すものである。ここでは、位相切換え信号とし
て所定の疑似乱数シーケンス（ＰＮ）によって発生する
２ビツトのＰＮデータを用い、変調波位相を４つの状態
に切換える例について説明する。いま図中ａの位相平面
図に示した矢印が従来の方式によって得られる変調波位
相であるとすると、本発明ではＰＮデータの値に応じて
す、ｃ、ｄ、ｅの４通りの変調波位相から１つの変調波
位相が選択される。これらｂ　−ｅの位相平面図は、そ
れぞれ基準となる位相を以下の角度だけ反時計回りに回
転させたものに該当する。

ＰＮ＝　ｒ００Ｊ→０゜ ＰＮ−ｒ０１Ｊ→９０゜ ＰＮ＝ｒｌＯＪ→１８０゜ ＰＮ−ｒｌ、ＩＪ→２７０゜ また、ここでは位相ギャップφＧＡＰもこれに追従して
それぞれ回転している。ｂ　−ｅの各右側にはそれぞれ
サンプル値（振幅）ａ（ｎＴ）対位相θ（ｎＴ）の割り
当て特性が示されている。

このように、変調波位相を疑似乱数シーケンスに基づ＜
ＰＮデータによって４つの状態にラングムに変化させる
ようにすると、入力信号が一定値の場合でも位相か変化
するので、線スペクトルの発生を防止することができる
。

次に第１図の実施例を実現するための回路例を第２図乃
至第８図を用いて説明する。

第２図はデイスパーサル機能を有するサンプル値の位相
変調回路の構成例であり第１０図と同一部分には同一符
号を付しである。従って重複する部分の説明は省略する
。この回路が第１０図の回路と異なる点は、ＰＮ発生回
路１２２が新たに追加された点と、サイン変換回路１２
３およびコサイン変換回路］２４の内容、即ち第１０図
の位相ギャップ挿入回路１０４がサイン変換回路１２３
、コサイン変換回路１２４に含まれ、かつサイン変換回
路１２３およびコサイン変換回路１２４は第１図に示し
た４通りの位相割り当てが可能となっている点である。

上記ＰＮ発生回路］２２は、例えば第３図に示されるよ
うに、７つのＤ型フリップフロップ４０１〜４０７を縦
続接続して構成されたもので、十分に長い周期を有する
乱数シーケンスを発生する。図の例では周期１２７のｍ
系列（最長系列）となっており、送信側と受信側の同期
のためにプリセット機能が付加されている。さらに、各
シンボル毎に２ビツトの乱数を得るためにＤ型フリップ
フロップ４０８で１クロツク遅延したシーケンスが作ら
れている。ｍ系列のようなＰＮ信号は１クロツク遅延に
より相関のないシーケンスが得られることが知られてい
るから、これら２系統のＰＮも無相関でありデイスパー
サル用の制御信号として望ましい性質をもっている。

サイン変換回路１２３及びコサイン変換回路１２４は例
えばＲＯＭ　（Ｒｅａｄ　０ｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に
よってテーブル化されたもので、入力信号をアドレス入
力とし、予めメモリに書き込んである例えば第４図に示
すようなｓｉｎおよびｃｏｓの値を出力するようにして
おけば良い。この回路においてはφＧＡＰの位置および
位相割り当てをＰＮに応して変更させるために、さらに
アドレス入力を２ビツト増している。即ち、第１図の特
性を全てＲＯＭに書き込んであるため、例えばアドレス
の上位２ビツトにＰＮ発生回路１２２から出力されるＰ
Ｎデータを与えることにより、各ＰＮデータに応じた位
相特性を切替えることができる。

第５図は第１１図に対応したデイスパーサル除去機能を
有する復調回路の構成例を示す図である。

なお、この図においても第１０図と同一部分には同一符
号を付し、重複部分の詳細説明は省略する。

この回路か第１１図の回路と異なる点は、ＰＮ発生回路
２２０が新たに追加された点と、位相ギャップ除去回路
２２１の内容、即ち位相ギャップ除去回路２２１がＰＮ
データに応じて４通りの位相割り当て状態に対応してい
る点である。

ＰＮ発生回路２２０は第２図のＰＮ発生回路１２１と同
様のもので、ＰＮ発生回路１２１と同一の疑似乱数シー
ケンスで、同一のＰＮデータを出力し、かつ同じタイミ
ングでプリセットされる。

位相ギャップ除去回路２２１は前述したサイン変換回路
１２３及びコサイン変換回路１２４と同様にＲＯＭで構
成するのが好適であり、４通りに対応するためにアドレ
ス入力を２ビツトだけ増やせば良いのも同じである。こ
のＲＯＭの特性例を第６図に示す。図においてａＲ（ｎ
Ｔ）が各シンボル・タイミングの復調位相であり、ＰＮ
とともにＲＯＭのアドレス入力となる。またａＲ（ｎＴ
）はφＧＡＰ除去出力であり、ＲＯＭのデータ出力に相
当する。

以上の構成において、今、入力信号がテレビジョン信号
である場合を考えると、入力端子１０１を介して入力さ
れるテレビジョン信号は、ＬＰＦ１０２で低域ろ波され
、Ａ／Ｄｉ換器１０Ｂで所定のサンプリングタイムでＡ
／Ｄ変換された後、サイン変換回路１２３及びコサイン
変換回路１２４に入力される。一方、人力信号であるテ
レビジョン信号は同期検出回路１２０に入力され、ここ
で水平・垂直同期信号が抽出される。この同期信号がタ
イミング発生回路１２１に人力されると、タイミング発
生回路１２１は、同期信号に同期してＡ／Ｄ変換のサン
プリングタイミングを与える所定の基準クロック信号と
、例えばこの基準クロツタ信号と同一タイミングのＰＮ
発生タイミング信号とを出力する。ＰＮ発生回路１２２
は、このＰＮ発生タイミング信号を受けて、前述した疑
似乱数シーケンスに基づき２ビツトのＰＮＮブタ出力す
る。このＰＮデータは、サイン変換回路１２３及びコサ
イン変換回路１２４の上位２ビツトのデータとして与え
られる。これにより、サイン変換回路１２３及びコサイ
ン変換回路１２４からは、各サンプリング点毎にＰＮデ
ータで基準位相が切替わるφＧＡＰ付サイフサイン変換
サイン変換信号が出力されることになる。この変換信号
は、基準位相多重回路１０７，１０８で基準位相（ＰＮ
データに基づいて変化する基準となる位相とは異なる）
が時間的に多重された後、それぞれＤ／Ａコンバータ１
０９，１１０でアナログ信号に変換され、ＬＰＦＩＩＩ
、１１２で補間された後、直交変調器で直交変調され、
帯域ろ波された後に変調波出力として送信される。

この変調波を受信した復調回路は、まず変調波を帯域通
過フィルタ２０２を介した後、直交復調器で位相復調す
る。位相復調信号に含まれる同期信号は、同期検出回路
２１７で検出される。なお、この実施例では、変調波位
相をＰＮデータに応じて変化させる結果、多重化された
基準位相と信号の変調波位相とが同一の位相となること
かＰ想される。しかし、基準位相は同期信号の一部に時
間的に多重され、一定の周期で検出されるので、これを
考慮することにより同期信号のみを検出することは十分
可能である。ＰＮ発生回路２２０は、検出された同期信
号に基づいて送信側と対応するシーケンス及びタイミン
グでＰＮデータを位相ギャップ除去回路２２１に出力す
る。位相ギャップ除去回路２２１は、送信側と同一の位
相関係に基づいて復調された位相から位相ギャップφＧ
ＡＰを除去するとともに、正しいサンプル値を復元する
。

このようにして復元されたサンプル値はＤ／Ａ変換器２
１２でＤ／Ａ変換された後、ＬＰＦ２１３で内挿されて
元のテレビジョン信号に復調される。

第７図は従来の位相変調方式の変調波スペクトル（ａ）
と本発明の位相変調方式の変調波スペクトル（ｂ）を示
している。従来例では（ａ）のようにピーク電力の大き
い線スペクトルが生じやすいが、本発明のものは位相変
調信号を４つの位相状態にランダムに切換えることによ
りスペクトル拡散機能を持つため、（ｂ）のようにほぼ
伝送帯域全体にわたってスペクトルか拡散される。この
ため、信号電力にピークが生じることはない。

ところで第４図から明らかなように、サイン会コサイン
変換回路の特性はｓｉｎとＣＯＳの交換及びその符号反
転処理を適宜行なうことによりＰＮ−「００」以外の特
性を全てＰＮ＝　ｒｏｏＪのものから得ることができる
。これに基づいて構成されたデイスパーサル回路の他の
実施例を第８図に示す。Ｓ　Ｉ　ＮＲＯＭ３０１及びＣ
Ｏ３ＲＯＭ３０２にはＰＮ＝　ｒｏｏＪのデータしか書
き込まれておらず、反転ゲート３０３と３０４の出力を
加えた４つの出力からそれぞれ１つをＰＮデータに応じ
てセレクタ３０５及び３０６で選択することで前述した
サイン変操回路１２３及びコサイン変換回路１２４と同
様の動作を実現している。この回路によれば、前述した
サイン変換回路１２３及びコサイン変換回路１２４に比
べ、ＲＯＭの容量を１／４にすることができるという利
点がある。

なお、以上の各実施例では４つの位相状態を有する場合
について説明したが、１８０°毎に異なる２つの位相状
態や、その他の数の状態数を有する場合についても本発
明は同様に適用可能である。

また、第１図の位相割り当てでは、変調波位相を基準と
なる位相から反時計回りにシフトさせたが、基準となる
位相から時計回りにシフトさせる態様も含めると、更に
とり得る位相状態数を増加させることができる。更に、
前述した例では、時間的に多重する基準位相を絶対的な
基準位置に固定したが、変調波位相の切換えに伴って変
化させるようにしても良い。

また、上記実施例では各状態を選択するためにＰＮ（擬
似乱数シーケンス）を用いたが、これと同様の結果をも
たらすような周期の長い特定のパターンを用いても良い
。また、本発明に用いる乱数発生は周期的に特定の初期
値にリセットされる必要はなく送信側受信側双方で予め
決めておいた値または別途伝送された値をロードするこ
とにより発生させても良い。このようにすると、シーケ
ンスを固定的に定める必要がないため秘話性を高める効
果も持たせることができる。

［発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば、サンプル値の位相
変調において、その変調スペクトルに生じやすい線スペ
クトルを拡散し、狭帯域中のピーク信号電力値を低減す
ることができる。この結果、混変調・相互変調妨害など
他の信号への妨害を与えるのを防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るアナログサンプル値の
位相変調方式を説明するための図、第２図は同位相変調
方式を実現するための変調回路のブロック図、第３図は
同変調回路におけるＰＮ発生回路のブロック図、第４図
は同変調回路におけるサイン変換回路及びコサイン変換
回路の入力対出力特性図、第５図は同位相変調方式を実
現する復調回路のブロック図、第６図は同復調回路にお
ける位相ギャップ除去回路の人力対出力特性図、第７図
は同位相変調方式の変調スペクトルを従来例と比較して
示す特性図、第８図は第２図におけるサイン変換回路及
びコサイン変換回路の他の構成例を示すブロック図、第
９図は従来のアナログサンプル値の位相変調方式を説明
するための図、第１０図は同位相変調方式を実現する変
調回路のブロック図、第１１図は同位相変調方式を実現
する復調回路のブロック図である。 １０５．１２３・・・サイン変換回路、１０６゜１２４
・・・コサイン変換回路、　１２２，２２０・・・ＰＮ
発生回路、２１１，２２１・・・位相ギャップ除去回路
。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 ＰＮ＝’ＯＱ。 第 図 ａ（ｎＴ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 アナログ信号を所定のタイミングでサンプリングする手
   段と、 所定のシーケンスに基づいて位相切換え信号を出力する
   手段と、 この手段から出力される位相切換え信号に基づいて基準
   となる位相を変化させながら前記サンプリングされたア
   ナログ信号を位相変調する手段と、 この手段で得られた位相変調波を送信する手段と、 この手段から送信された位相変調波を受信する手段と、 前記位相切換え信号の出力シーケンスと同一のシーケン
   スに基づいて前記位相切換え信号と同一の信号を出力す
   る手段と、 この手段から出力される前記位相切換え信号と同一の信
   号に基づいて基準となる位相を変化させながら前記受信
   された位相変調波から前記サンプリングされたアナログ
   信号を復調する手段とを具備したことを特徴とする位相
   変調方式。