JPH02159936A - 直流制御電源の運転方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的） （産業上の利用分野） 本発明は無停電電源装置に適用される直流制御電源の運
転方式に関するものである。

（従来の技術） 無停電電源装置の制ｉＩｌ電源のブロック図を第３図に
示す。１ｏ１が入力開閉器、１０２は整流器、１０３は
インバータ、　１０４は交流フィルタ、１０５は負荷で
ある。１０６は交流入力電源停電時負荷１０５への電力
を供給する蓄電池である。１０７が無停電電源装置の直
流制御電源回路で交流入力を主回路と絶縁するトランス
１０８、整流器１［）９を介して電源を供給される無停
電電源装置の直流制御電源回路１０７は交流入力電源停
電時にも負荷に蓄電池電力を給電するという装置の機能
から、その電力を蓄電池と直結するところすなわち、主
回路直流ラインからも採り、ＤＣ／ＤＣコンバータを適
用しているのが一般的である。

ＤＣ／ＤＣコンバータはスイッチング素子の駆動方式、
制御方式、また入出力が絶縁か非絶縁か等、多種多様の
方式がある。ＤＣコンバータの中でもゲート駆動電源ま
で必要とするシステムに適したものとして多出力を有す
ることのできる−６式のフライバック式ＤＣ／ＤＣコン
バータを第４図に示す。

木方式は非常に簡単な回路で構成されるので、−般に小
容量のＤＣ／ＤＣコンバータには広く採用されている。

その動作を第４図にて述べる。

直流電源１から変圧器の一次巻線Ｐ１を経て流れる電流
をトランジスタ３によりオンオフすることにより、エネ
ルギーを変圧器の二次巻線Ｓ１に伝達し、ダイオード４
により半波整流し、コンデンサ５により平滑化して直流
に変換し、負荷に直流電流ＩＬを供給する。トランジス
タ３がオンした場合、変圧器２の二次巻線Ｓ１に極性印
「・」で示した極性の順極性電圧が発生する。この電圧
に対してダイオード４は阻止方向であり、変圧器２の一
次巻線Ｐ１のインダクタンスにより励磁電流は時間と共
にほぼ直線的に上昇し、トランジスタ３がオフすると一
次巻線Ｐ１のインダクタンスに蓄積されたエネルギー極
性印「°・」と逆方向の電圧が発生してダイオード４を
介してコンデンサ５を充電しながら、負荷６に給電する
。このようにトランジスタ３のオフ時に負荷側にエネル
ギーと供給する方式をフライバック式と呼んでいる。尚
、コンデンサ７、抵抗８は一次巻線Ｐ１のオンオフサー
ジを吸収するサージ吸収回路である。

トランジスタ３のオンオフは以下の動作の繰返しで行な
われる。トランジスタ３が起動抵抗９を介したベース電
流によりオン動作を開始すると、変圧器２の制御巻線Ｐ
Ｃの極性印の方向に電圧が発生し、コンデンサ１０、抵
抗１１の回路でトランジスタ３のベースに正帰還電流が
流れ、トランジスタ３は完全にオンする。コンデンサ１
０の充電が進むにつれ、トランジスタ３のベース電流が
減少し、非飽和に移行するとトランジスタしオフを開始
し、変圧器２の制ｗＪ巻線ＰＣに極性印と逆方向に電圧
が発生し、抵抗１１、コンデンサ１０の回路でトランジ
スタ３のベースに逆方向に電流が流れようとするので、
トランジスタ３は急速にオフ状態へ移行する。

トランジスタ３がオフすると前述したように変圧器２の
一次巻線Ｐ１に蓄えられているエネルギーを二次側に放
出すると供に、制御巻線ＰＣの回路でもコンデンサ１２
、ダイオード１３の回路でコンデンサ１２が充電される
。抵抗１５はコンデンサ１２の放電用である。コンデン
サ１２の電圧は負荷側のコンデンサ５の電圧にほぼ比例
し、コンデンサ１２の電圧がツェナダイオード１４のツ
ェナ電圧より高くなるとトランジスタ３のエミッタ→ベ
ース→ツェナダイオード１４→コンデンサ１２の回路に
電流が流れようとする。この電流はトランジスタ３をオ
ンするコンデンサ１０→抵抗１１で経路で流れるベース
電流とは逆方向のもので、トランジスタ３のオン時間を
短縮し、これにより、負荷側電圧の上昇を防ぐ働きをす
る。すなわち、コンデンサ１２の電圧がほぼ一定になる
ようにトランジスタ３のオン時間を制御し、これにより
、間接的に負荷側直流電圧ＶＬを一定に制御する。また
この電圧はツェナダイオード１４のツェナ電圧に依存し
ている。

（発明が解決しようとする課題） 以上、述べたようにフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバー
タは非常に簡単な回路で構成され、また二次巻線を多巻
線化することにより各種電源、例えば制御電源、サイリ
スタ整流器のゲート電源、インバータ回路のゲート電源
を１つのコンバータで発生することができる。しかし、
このような一方式のコンバータにおいては、その動作上
、スイッチング素子のスイッチング時にトランスの一次
巻線の逆起電力によりスイッチング素子のコレクターエ
ミッタ間に入力直流電圧の２〜３倍のサージ電圧が発生
する。このサージ電圧は、スイッチング素子として使わ
れるトランジスタの直流増巾率、変圧機の巻線比等の仕
様及び特性、配線のりアクタンス、コンバータの発振周
波数等に依存するが、負荷側に供給する電力にも大きく
依存する。

無停電電源装置においては、近年Ｈ０３−ＦＥＴ、　Ｉ
ＧＢＴ等の電圧駆動型素子が、その高速スイッチング特
性から、高周波ＰＷＭ制御に適用され、小容量の分野で
実用化されてきており、更に中容量の領域へ適用拡大が
すすみつつある。これらの電圧駆動型素子はゲート消費
電力が電流駆動型素子に比べ非常に少ないことから、フ
ライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータの適用が十分に可能
である。無停電電源装置の容量拡大については適用する
半導体素子の利度効率の面から、可能な範囲で直流電圧
を高くとり、電流を低減することが望ましい。しかし、
主回路の直流電圧を上げていくことは、その直流電圧か
ら制御電源を作り出すフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバ
ータのスイッチング素子のコレクターエミッタ間にかか
るサージ電圧の点から制約がある。

（発明の目的） 本発明は、以上述べた直流制御電源としてフライバック
式ＤＣ／ＤＣコンバータを適用した無停電電源装置の設
計における主回路直流電圧の制約の改善を行うべくなさ
れたもので、入力適用電圧を高める直流制御電源の運転
方式を提出することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段及び作用）本発明の直流制
御電源の運転方式は、交流電源が正常時は、制御電源に
安価な、例えば市販のＤＣ／ＤＣコンバータのような直
流制御電源が適用できること、交流電源が停電時はサイ
リスタ整流器はゲートブロック状態にすることに着目し
、制御回路に供給される制御電源が交流電源正常時は交
流入力より、交流電源停電時は、フライバック式ＤＣ／
ＤＣコンバータより取れるようにして、ＤＣ／ＤＣコン
バータの必要負荷容量を低減したものである。

（実施例） 本発明の実施例を第１図及び第２図を用いて説明する。

第１図が本発明の一実施例を示す制御電源のブロック図
で第３図と同じ要素は同一符号で表わしている。１０７
が直流制御電源回路であり多出力電源に適したフライバ
ック式ＤＣ／ＤＣコンバータで蓄電池と同電位の直流主
回路よりの直流電源と交流入力電源を整流した電源を高
レベル優先回路１１０で高レベルを優先させ、電源を供
給する。

本実施例では直流制御電源回路１０７から整流器ゲート
回路１１１、インバータゲート回路１１２にゲート電源
として高レベル優先回路１１３を介して制御回路１１４
に制御電源として供給している。

直流制御電源回路１０７の構成例を第２図に示す。

変圧器２の１次側の発１辰回路部１００は前述したＤＣ
／ＤＣフライバックコンバータである。変圧機の二次巻
線２００−Ｉ〜２００−Ｎを第２図のように多数設ける
ことにより、各種電源を得ることが出来る。６相インバ
ータの場合、ブリッジのＮラインとＰ側に接続されるア
ームと会わせて６巻線が必要であり、整流器の場合も同
様である。更に直流制御電源回路１０７ハ＋２４Ｖ、＋
１５Ｖ　＋５Ｖ、　−１５Ｖ等の電圧をドロッパ方式の
ボルテージレギュレータと組合せて発生している。８０
３−ＦＥＴやＩＧＢＴのような電圧駆動型の素子のゲー
ト駆動に消費される電力は比較的少なく、前記ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータにおいては整流器のゲート電源、制御電源
に消費される電力は比較的大きい。

第１図において、１１５は第２の直流制御電源回路とし
て用いる第２のＤＣ／ＤＣコンバータで変圧器１０８と
整流器１０９を介して得られる直流電圧を適当な電圧を
選定することにより小型化、軽コスト化がすすんでいる
汎用のスイッチングレギュレータを適用でき、高レベル
優先回路１１３を介して制御回路１１４に制御電源を供
給する。１１６は停電検出回路で停電検出信号を！制御
回路１１４に送り、サイリスタ整流器のゲートブロック
等停電モードのシーケンス制御等を行なう。

本実施例においては高レベル優先回路１１３において、
第２のＤＣ／ＤＣコンバータより出力が優先するように
第１のＤＣ／ＤＣコンバータである直流制御電源回路１
０７より出力される制御電源電圧を設計している。この
ように構成すると直流制御電源回路１０７の負荷量は、
交流入力電源健全時は整流器ゲート電源と、インバータ
ゲート電源の和となり交流入力電源停電時は制御電源と
インバータゲート電源の和となる。インバータ回路にＩ
ＧＢＴやＨＯ３ＦＥＴ等電圧駆動型の素子を適用した場
合整流器ゲート電源、インバータゲート電源、制御電源
はほとんど同レベルの容量となる。この結果整流器ゲー
ト、インバータゲート、制御の各電源の和で負荷量を見
積ってフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータを設計する
場合に比べ負荷量で約３０％の小型化が可能となり、前
述したスイッチング用トランジスタにかかるサージ電圧
を約２０％低減することができる。このことから無停電
電源装置の直流電圧を高めることが可能となり、整流器
及びインバータに適用する素子の利用率を高めることが
できる。第１の直流制御電源回路は交流電源を入力して
直流を出力する電源でも適用できることはもちろん可能
である。

〔発明の効果〕

以上、説明したように本発明では、制御回路に供給され
る制御電源が交流電源健全時は交流電源より供給され、
交流電源停電時は直流主回路と直結した直流制御電源回
路にて蓄電池より電源を供給して整流器を停止すること
により、整流器、インバータ及び制御電源を発生する直
流制御電源回路として使用されるフライバック式ＤＣ／
ＤＣコンバータの負荷量を低減し、コンバータのスイッ
チング素子にかかるサージ電圧を低減することができる
ので、無停電電源装置の直流電圧を高めることができ、
素子の利用効率をあげて、装置を小型化することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は多出力の
直流制御電源回路の構成を表わす図、第３図は従来の無
停電電源装置の制御電源のブロック図、第４図はフライ
バック式ＤＣ／ＤＣコンバータの動作原理を説明する図
である。 １は直流電源、２は変圧器、３はトランジスタ、４．１
３はダイオード、５，７．１２はコンデンサ、６は負荷
、３．９．１１．１５は抵抗、１４はツェナダイオード
、１０１は入力開閉器、１０２，１０９は整流器、１０
３はインバータ、　１０４は交流フィルタ、　１０５は
負荷、１０６は蓄電池、１０７．１１５は直流制御電源
回路、１０８は変圧器、１１０，１１３は高レベル優先
回路、１１４は制御回路、１１６は停電検出回路である
。 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　　　第子丸　　　健 第１図 第２図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電源から供給される交流入力を直流に変換する整流
   器、変換された直流を再び交流に変換してフィルタ回路
   を介して負荷に電力を給電するインバータ回路、前記交
   流電源の停電時にインバータ回路を介して負荷へ電力を
   供給する蓄電池、蓄電池から電力を供給し、整流器及び
   インバータ回路、主回路半導体素子の駆動電源と制御回
   路の制御電源を発生する第１の直流制御電源の交流入力
   を整流して得られる電力を入力して制御電源を供給する
   第２の直流制御電源とからなる無停電電源装置において
   、第１の直流制御電源と第２の直流制御電源の制御電源
   出力に優先回路を設け、どちらか一方で制御回路に制御
   電源を供給するようにしたことを特徴とする直流制御電
   源の運転方式。