JPH0216852B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良
に関する。

一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になつたと
き電極間に発生する誘起電圧をそれぞれ１回ずつ
サンプリングした後隣り合つたサンプリング信号
の差をとることにより、電気化学的な直流電圧や
回路に基づくオフセツト電圧による影響を除去
し、流体の流量に対応した信号を得ている。この
ような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過
した後サンプリングしないと零点がドリフトす
る。これは電極間に発生する誘起電圧に、流体の
流量に比例した信号成分と電気化学的な直流電圧
や回路によるオフセツト電圧の外に、励磁電流の
切換時に電極と電極リード間のループで生ずる電
磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と
電極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅
れ回路によつて生ずる渦電流ノイズとを含む励磁
電流の切換えに伴うノイズ成分が重畳されている
ためである。電磁結合ノイズと渦電流ノイズとは
励磁電流を切換えるたびに極性が反転するので、
隣り合うサンプリング信号の差をとつても消去で
きず、しかも電磁結合ノイズは短時間で零になる
が、渦電流ノイズは十分に時間が経過しないと零
にならないためである。よつて、零点の安定性の
面から考えると励磁周波数は低いほど有利であ
り、実用化されている電磁流量計には商用電源周
波数の1/32に選ばれているものもある。ところが
励磁周波数をあまり低くすると応答性が遅くなつ
たり、制御ループを組んだときハンチングを生じ
たりする。

そこで、電磁流量計発信器の励磁コイルに定常
値が零・正・零・負の順で繰り返す励磁電流を供
給し、電磁流量計発信器から与えられる励磁電流
の定常値が正の前の零のときの信号電圧と正のと
きの信号電圧との差、または負の前の零のときの
信号電圧と負のときの信号電圧との差を求めれば
励磁電流の切換えに伴うノイズ成分の影響を小さ
くすることができる。しかしながらこの方式にお
いても、励磁電流の定常値が正または負のときの
ノイズ成分の大きさと定常値が零のときのノイズ
成分の大きさに差があるため、その影響を受け
る。

本発明は、励磁電流を切換えるときに発生する
渦電流が電極と測定流体との間に形成される抵抗
とコンデンサにより分圧されて電極間に発生する
微分ノイズが変動し、さらに、励磁電流の定常値
が正または負のときのノイズ成分の大きさと定常
値が零のときのノイズ成分の大きさとの間に差が
ある点に着目し、これ等に起因して零点が変化す
るのを除去することを目的とする。

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図である。図において、１は励磁回路で、直流
定電流源１１と、定電流源１１からの一定流量I_s
を切換えるスイツチ１２ａ，１２ｂとを有してい
る。２は電磁流量計発信器で、励磁コイル２１、
流体が流れるパイプ２２および電極２２ａ，２３
ｂを備えている。３は信号処理回路で、電磁流量
計発信器２の電極２３ａ，２３ｂ間に誘起する電
圧e_aを増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の
出力e_bをサンプリングするスイツチ３２と、スイ
ツチ３２でサンプリングされた増幅器出力e_bをデ
イジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３３と、
Ａ／Ｄ変換器３３からのデイジタル信号に基づい
て所望のデイジタル演算を行うマイクロプロセツ
サ３４と、マイクロプロセツサ３４の出力をアナ
ログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、Ｄ／Ａ
変換器３５の出力をサンプルホールドし出力電圧
e_pを発生するサンプルホールド回路３６とを有し
ている。マイクロプロセツサ３４はデイジタル演
算を行うとともに、励磁回路１のスイツチ１２
ａ，１２ｂを駆動するパルスP_1a，P_1b、サンプリ
ングスイツチ３２およびサンプルホールド回路３
６を制御するパルスP₂，P₃を発生する。

このように構成した本発明の動作を第２図の波
形図を参照して以下に説明する。まずスイツチ１
２ａ，１２ｂは第２図イ，ロに示す如き駆動パル
スP_1a，P_1bで制御され、P_1aがオンとなつている
期間T₂には定電流源１１からの電流I_sを正方向
に、P_1bがオンとなつている期間T₄には定電流源
１１からの電流I_sを逆方向に切換えて励磁コイル
２１に流し、P_1a，P_1bが共にオフとなつている期
間T₁，T₃には励磁コイル２１に電流を流さない。
よつて励磁コイル２１には第２図ハに示すように
定常値が零の休止期間T₁，T₃と、正の励磁期間
T₂および負の励磁期間T₄を有する励磁電流I_wが
供給される。なお励磁電流I_wはスイツチ１２ａ，
１２ｂで切換えられたとき、励磁コイル２１のイ
ンダクタンスと抵抗による時定数で実際には立上
り、立下り部分で遅れを伴つたのち定常値となる
が図では省略してある。電磁流量計発信器２の電
極２３ａ，２３ｂ間には第２図ニに示すように励
磁電流I_wに応じた誘起電圧e_aが発生する。誘起電
圧e_aには、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに比
例した信号成分V_sの外に、励磁電流の切換えに
伴うノイズ成分V_oと、電気化学的な直流電位や
回路によるオフセツト電圧成分V_fとが重畳され
ている。ノイズ成分V_oは、励磁電流の切換時に
電極と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノ
イズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗Ｒと電極
の界面電気二重層容量Ｃとで形成される一次遅れ
回路によつて生ずる渦電流ノイズを含んでいる。
その結果第２図ニに斜線で示すように誘起電圧e_a
を休止期間では２回づつ、励磁期間では１回づつ
サンプリングしたときの電圧e_a1′，e_a1，e_a2，
e_a3′，e_a3，e_a4はそれぞれ次式で与えられる。

e_a1′＝V_o1′＋V_f e_a1＝V_o1＋V_f e_a2＝V_s1＋V_o2＋V_f e_a3′＝−V_o1′＋V_f e_a3＝−V_o1＋V_f e_a4＝−V_s2−V_o2＋V_f (1) そして、励磁電流の切換えに伴なうノイズ成分
V_oは各切換えで一定であり、励磁電流が一定の
ときはほぼ指数関数的に減少していく。

各期間のサンプリング間隔（t₂−t₁）、（t₅−t₄）
をΔt、減衰定数ＫをＫ＝exp（−Δt／CR）とし、
V_o1 ^-のタイミングを基準とすれば、このタイミ
ングよりΔt前の負励磁から零励磁へ変化したと
きのV_o1 ^-への影響は励磁電流の切換えに伴なう
ノイズ成分V_oが各切換えの時点で一定である点
に着目して次のようになる。

V_o1 ^-(1)＝V_oＫ (2) 3Δt前の零励磁から負励磁への変化による影響
はV_o1 ^-(2)は V_o1 ^-(2)＝V_o（−K³） (3) 5Δt前の正励磁から零励磁への変化による影響
はV_o1 ^-(3)は V_o1 ^-(3)＝V_o（−K⁵） (4) 7Δt前の零励磁から正励磁への変化による影響
はV_o1 ^-(4)は V_o1 ^-(4)＝V_oK⁷ (5) 9Δt前の負励磁から零励磁への変化による影響
はV_o1 ^-(5)は V_o1 ^-(5)＝V_oK⁹ (6) 11Δt前の零励磁から負励磁への変化による影
響はV_o1 ^-(6)は V_o1 ^-(6)＝V_o（−K¹¹） (7) 13Δt前の正励磁から零励磁への変化による影
響はV_o1 ^-(7)は V_o1 ^-(7)＝V_o（−K¹³） (8) 15Δt前の零励磁から正励磁への変化による影
響はV_o1 ^-(8)は V_o1 ^-(8)＝V_oK¹⁵ (9) となり、これが続く。そしてこれ等の(2)〜(9)式、
…の和がV_o1 ^-となる。従つて、V_o1 ^-は V_o1 ^-＝ΣV_o1 ^-（ｍ）、ｍ＝１〜∞ ＝V_o（Ｋ−K³−K⁵＋K⁷＋K⁹ −K¹¹−K¹³＋K¹⁵＋…） ＝V_o（Ｋ−K³−K⁵＋K⁷）ｘ （１＋K⁸＋K¹⁶＋…） ＝V_oＫ（１−K²）（１−K⁴）ｘ ［１／（１−K⁸）］ ＝V_oＫ（１−K²）／（１＋K⁴） …(10) となる。

また、V_o1はV_o1 ^-と同様に、V_o1のタイミング
を基準として計算すると、次のようになる。

2Δt前の負励磁から零励磁への変化による影響
はV_o1(1)は V_o1(1)＝V_oK² (11) 4Δt前の零励磁から負励磁への変化による影響
はV_o1(2)は V_o1(2)＝V_o（−K⁴） (12) 6Δt前の正励磁から零励磁への変化による影響
はV_o1(3)は V_o1(3)＝V_o（−K⁶） （13） 8Δt前の零励磁から正励磁への変化による影響
はV_o1(4)は V_o1(4)＝V_oK⁸ （14） 10Δt前の負励磁から零励磁への変化による影
響はV_o1(5)は V_o1(5)＝V_oK¹⁰ （15） 12Δt前の零励磁から負励磁への変化による影
響はV_o1(6)は V_o1(6)＝V_o（−K¹²） （16） 14Δt前の正励磁から零励磁への変化による影
響はV_o1(7)は V_o1(7)＝V_o（−K¹⁴） （17） 16Δt前の零励磁から正励磁への変化による影
響はV_o1(8)は V_o1(8)＝V_oK¹⁶ （18） となり、これが続く。そしてこれ等の(11)〜（18）
式、…の和がV_o1となる。従つて、V_o1は V_o1＝ΣV_o1（ｍ）、ｍ＝１〜∞ ＝V_o（K²−K⁴−K⁶＋K⁸＋K¹⁰ −K¹²−K¹⁴＋K¹⁶＋…） ＝V_o（K²−K⁴−K⁶＋K⁸）ｘ （１＋K⁸＋K¹⁶＋…） ＝V_oK²（１−K²）（１−K⁴） ×［１／（１−K⁸）］ ＝V_oK²（１−K²）／（１＋K⁴） …（19） となる。

さらに、V_o2もV_o1 ^-などと同様にV_o2のタイミ
ングを基準として計算すると、次のようになる。

2Δt前の零励磁から正励磁への変化による影響
はV_o2(1)は V_o2(1)＝V_oK² （20） 4Δt前の負励磁から零励磁への変化による影響
はV_o2(2)は V_o2(2)＝V_o（＋K⁴） （21） 6Δt前の零励磁から負励磁への変化による影響
はV_o2(3)は V_o2(3)＝V_o（−K⁶） （22） 8Δt前の正励磁から零励磁への変化による影響
はV_o2(4)は V_o2(4)＝V_o（−K⁸） （23） 10Δt前の零励磁から正励磁への変化による影
響はV_o2(5)は V_o2(5)＝V_oK¹⁰ （24） 12Δt前の負励磁から零励磁への変化による影
響はV_o2(6)は V_o2(6)＝V_o（＋K¹²） （25） 14Δt前の零励磁から負励磁への変化による影
響はV_o2(7)は V_o2(7)＝V_o（−K¹⁴） （26） 16Δt前の正励磁から零励磁への変化による影
響はV_o2(8)は V_o2(8)＝V_o（−K¹⁶） （27） となり、これが続く。そしてこれ等の（20）(11)〜
（27）式、…の和がV_o2となる。従つて、V_o2は V_o2＝ΣV_o2（ｍ）、ｍ＝１〜∞ ＝V_o（K²＋K⁴−K⁶−K⁸＋K¹⁰ ＋K¹²−K¹⁴−K¹⁶＋…） ＝V_o（K²＋K⁴−K⁶−K⁸）ｘ （１＋K⁸＋K¹⁶＋…） ＝V_oK²（１＋K²）（１−K⁴） ×［１／（１−K⁸）］ ＝V_oK²（１＋K²）／（１＋K⁴） …（28） となる。

これ等の式のうち、(10)式と（19）式とから V_o1＝KV_o1 ^- …（29） を得る。

また、（19）式と（29）式から V_o1／V_o2 ＝［V_oK²（１−K²）／（１＋K⁴）］ ／［V_oK²（１＋K²）／（１＋K⁴）］ ＝（１−K²）／（１＋K²） …（30） を得る。

よつて、信号処理回路３で休止期間T₁，T₃に
得られるサンプリング電圧e_a1′，e_a1，e_a3′，e_a3
に基づいて次式の演算を行えば、励磁電流の切換
えに伴うノイズ成分V_o1，V_o2およびＫに相当す
る値e_o1，e_o2，ｋが求まり、V_o2−V_o1に相当する
補償値e_oを算出できる。

したがつて、補償値e_oとe_a1，e_a3を用いて励磁
電流が流れている期間T₂，T₄に得られるサンプ
リング電圧e_a2，e_a4との間で次式の演算を行う
と、 e_p1＝（e_a2−e_a1）−e_o＝V_s1 e_p2＝（e_a3−e_a4）−e_o＝V_s2 （32） となり、オフセツト電圧成分V_fを除去できると
ともに、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分
V_o1，V_o2も有効に除去でき、流体の流量に比例
した信号成分V_s1，V_s2を得ることができる。

図の信号処理回路３では、電磁流量計発信器２
からの誘起電圧e_aを増幅器３１で増幅した後、第
２図ホに示す如き一定間隔Δtで発生するサンプ
リングパルスP₂で駆動されるサンプリングスイ
ツチ３２によつて、第２図ニに斜線で示すe_aのサ
ンプリング電圧e_a1′，e_a1，e_a2，e_a3′，e_a3，e_a4に
相当する増幅器３１の出力が順次Ａ／Ｄ変換器３
３に与えられ、デイジタル信号に変換されてマイ
クロプロセツサ３４に与えられる。マイクロプロ
セツサ３４は、まず休止期間T₁，T₃に得られる
サンプリング電圧e_a1′，e_a1，e_a3′，e_a3に相当す
るデイジタル信号を用いて、（31）式に相当する
デイジタル演算を行い補償値を算出しておき、こ
の補償値を用いて励磁電流が流れている期間T₂，
T₄に得られるサンプリング電圧e_a2，e_a4に相当す
るデイジタル信号が入力される毎にデイジタル演
算によつて（32）式に相当する演算を行い、オフ
セツト電圧成分V_fおよびノイズ成分V_oを除去し、
流体の流量のみに比例した信号成分V_s1，V_s2に
相当するデイジタル値を順次出力する。なおＡ／
Ｄ変換器３３からマイクロプロセツサ３４に入力
されたサンプリング電圧e_a1，e_a1′，e_a2，e_a3′，
e_a3，e_a4に相当するデイジタル信号はそれぞれ専
用のレジスタに格納され、次のサイクルの信号が
入力されるまでその値がホールドされている。ま
た算出した補償値も専用のレジスタに格納されて
おり、その値は休止期間T₁，T₃に得られるサン
プリング電圧e_a1′，e_a1，e_a3′，e_a3に相当するデ
イジタル信号が入力される毎に(4)式に相当する演
算が行われ更新される。この場合補償値として過
去からの移動平均値を用いると演算精度を上げる
ことができる。マイクロプロセツサ３４の出力は
Ｄ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換され、第
２図ヘに示すタイミングで発生するパルスP₃に
よつてサンプルホールド回路３６に順次与えられ
る。その結果サンプルホールド回路３６の出力に
は、流体の流量のみに比例した信号成分V_sに相
当する出力電圧e_pが得られる。

このように本発明においては、励磁電流の定常
値が正または負のときのノイズ成分と零のときの
ノイズ成分の差を補償して零点のドリフトの原因
となるノイズ成分を有効に除去しているので、励
磁周波数を低くせずにすなわち応答性を犠牲にす
ることなく零点の安定性を良好にできる。

なお上述では、オフセツト電圧成分V_fが一定
の場合を例示したが、V_fは電気化学的な直流電
位の変動によつて変化する。このようなV_fをテ
ーラ展開して示した場合の誘起電圧e_aのサンプリ
ング電圧e_a1′，e_al，e_a2，e_a3′，e_a3，e_a4，e_a5′，
e_a5，e_a6，e_a7′，e_a7，e_a8はそれぞれ次式で与えら
れる。

e_a1′＝V_o1′＋V_f0 e_a1＝V_o1＋V_f0＋V_f1＋V_f2＋V_f3＋… e_a2＝V_s1＋V_o2＋V_f0＋3V_f1＋9V_f2＋27V_f3＋… e_a3′＝−V_o1′＋V_f0＋4V_f1＋16V_f2＋64V_f3＋… e_a3＝−V_o1＋V_f0＋5V_f1＋25V_f2＋125V_f3＋… e_a4＝−V_s2−V_o2＋V_f0＋7V_f1＋49V_f2＋343V_f3＋
… e_a5′＝V_o1′＋V_f0＋8V_f1＋64V_f2＋512V_f3＋… e_a5＝V_o1＋V_f0＋9V_f1＋81V_f2＋729V_f3＋… e_a6＝V_s3＋V_o2＋V_f0＋11V_f1＋121V_f2＋1331V_f3＋
… e_a7′＝−V_o1′＋V_f012V_f1144V_f2＋1728V_f3＋… e_a7＝−V_o1＋V_f0＋13V_f1＋169V_f2＋2197V_f3＋… e_a8＝−V_s4−V_o2＋V_f0＋15V_f1＋225V_f2＋3375V_f3
＋… (33) したがつて、信号処理回路３でまず補償値e_oを
求め実質的に次式の演算を行えば、ノイズ成分
V_o1，V_o2を除去できるとともに、オフセツト電
圧成分を１次式近似で除去でき、流量成分V_s1，
V_s2に関連した出力e_pを得ることができる。

e_p＝１／２（−e_a4＋e_a3＋e_a2−e_a1）−e_o＝V_s1
＋V_s2／２（34） ただし、 e_o＝2K²／１−K²（e_a3−2e_a3′＋3e_a1−2e_a1′／
２）＝V_o2−V_o1 ｋ＝e_a3−2e_a3′＋3e_a1−2e_a1′／2e_a3−3e_a3′
＋2e_a1−e_a1′＝ｋ また信号処理回路３で実質的に次式の演算を行
えば、ノイズ成分V_o1，V_o2を除去できるととも
に、オフセツト電圧成分V_fを２次式近似で除去
できる。

e_p＝１／４（e_a6−e_a5−2e_a4＋2e_a3＋e_a2−e_a1）
−e_o＝１／４（V_s1＋2V_s2＋V_s3）（35） ただし、 e_o＝2K²／１−K²（−e_a5＋2e_a5′−2e_a3＋3e_al−
2e_a1′／４）＝V_o2−V_o1 ｋ＝−e_a5＋2e_a5′−2e_a3＋3e_a1−2e_a1′／−2e_a
5＋3e_a5′−2e_a3′＋2e_a1−e_a1′＝ｋ さらに信号処理回路３で実質的に次式の演算を
行えば、ノイズ成分V_o1，V_o2を除去できるとと
もに、オフセツト電圧成分を３次式近似で除去で
きる。

e_p＝１／８（−e_a8＋e_a7＋3e_a6−3e_a5−3e_a4＋3e_a3＋
e_a2−e_a1）−e_o ＝１／８（V_s1＋3V_s2＋3V_s3＋V_s4） （36） ただし e_o＝2K²／１−K² （e_a7−2e_a7′＋2e_a5＋2e_a5′−5e_a3＋2e_a3′＋3e_a
1−2e_a1′／８）＝V_o2−V_o1 ｋ＝e_a7−2e_a7′＋2e_a5＋2e_a5′−5e_a3＋2e_a3′
＋3e_a1−2e_a1′／2e_a7−3e_a7′−2e_a5＋5e_a5′−2e_a3−
e_a3′＋2e_a1−e_a1′＝ｋ また実質的に次式の演算を行つても、ノイズ成
分V_o1，V_o2を除去できるとともに、オフセツト
電圧成分を３次式近似で除去できる。

e_p＝１／４（−e_a7＋3e_a6−2e_a5−2e_a4＋3e_a3−e
_a2）−e_o ＝１／４（3V_s3＋2V_s2−V_s1） （37） ただし e_o＝2K²／１−K² （e_a7−2e_a7′＋2e_a5−2e_a5′−5e_a3＋2e_a3′＋3e_a
1−2e_a1′／８）＝V_o2−V_o1 ｋ＝e_a7−2e_a7′＋2e_a5＋2e_a5′−5e_a3＋2e_a3′＋3e_a
1−2e_a1′／2e_a7−3e_a7′＋2e_a5−5e_a5′−2e_a3−e_a3′
＋2e_a1−e_a1′＝ｋ また上述では、増幅器31の出力e_bをサンプリン
グスイツチ３２を介してＡ／Ｄ変換器３３に与え
る場合を例示したが、第３図に示すように増幅器
出力e_bを積分器３７を介してＡ／Ｄ変換器３３に
与えるようにしてもよい。この場合積分時間t_sを
商用電源周期の整数倍に選べば電源周波数ノイズ
の影響を除去できる。なお第３図においては、積
分器３７として、抵抗RIと、演算増幅器OPと、
OPの帰還回路に接続された積分用コンデンサCI
と、入力積分時間を制御するタイミングスイツチ
TSおよび積分開始直前にそれ以前の積分値をリ
セツトするリセツトスイツチRSとを有し、TSお
よびRSがマイクロプロセツサ３４からのパルス
P₄およびP₅で駆動されるものが例示されている。
このときのサンプリングタイムの一例を第４図に
示してある。なお第４図においては、零・正・
零・負の各期間が3Δtに選ばれているので、V_o1
とV_o2との関係は次式で表わされる。

V_o1／V_o2 ＝［V_oK²（１−K³）／（１＋K⁶）］ ／［V_oK²（１＋K³）／（１＋K⁶）］ ＝（１−K²）／（１＋K²） （38） さらに上述では励磁電流が正と負の定常値のと
き１回サンプリングしているが、２回以上サンプ
リングすれば応答や電気ノイズに対するＳ／Ｎ比
がさらによくなる。また励磁電流の定常値が零の
休止期間T₁，T₃にそれぞれ２回サンプリングし
て補償値を算出しているが、３回以上サンプリン
グして補償値を算出してもよい。

以上説明したように本発明においては、励磁電
流の切り換えに伴なう微分ノイズが消滅する前に
励磁電流を切り換え、励磁電流の定常値が零の期
間に電極間に誘起する電圧を２回以上サンプリン
グして得たデータを用いて励磁電流の切り換えに
伴なつて発生する微分ノイズに起因する補償値を
切換えの度に算出し、この補償値を用いて中間流
量に対して代数加算して微分ノイズを補償するよ
うにしているので、速い応答速度を維持しなが
ら、たとえ微分ノイズが変動しても零点の変動は
なく、また定常値が正又は負の場合と零の場合と
で異なつていても零点の変動を来たさない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電磁流量計の一実施例を示す
接続図、第２図はその動作説明のための波形図、
第３図は本発明電磁流量計の他の実施例を示す接
続図、第４図はその動作説明のための波形図であ
る。 １……励磁回路、２……電磁流量計発信器、２
１……励磁コイル、２３ａ，２３ｂ……電極、３
……信号処理回路、３１……交流増幅器、３２…
…サンプリングスイツチ、３３……Ａ／Ｄ変換
器、３４……マイクロプロセツサ、３５……Ｄ／
Ａ変換器、３６……サンプルホールド回路、３７
……積分器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値が
   零・負・零・正の順で繰り返す励磁電流を供給す
   るようにした電磁流量計において、前記定常値が
   零の期間に電磁流量計発信器の電極間に誘起する
   電圧を２回以上サンプリングすると共に零以外の
   定常値の期間に少なくとも１回サンプリングする
   サンプリング手段と、前記定常値が零の期間でサ
   ンプリングされたサンプルデータを用いて前記励
   磁電流が正又は負のときと零のときとの切り換え
   に伴なう各微分ノイズの差を演算して補償値を算
   出する補償値算出手段と、前記定常値の各期間で
   サンプリングされたサンプル値を用いて中間流量
   を演算をする中間流量演算手段と、この中間流量
   に対して前記補償値を代数加算して流量出力を演
   算する流量演算手段とを具備することを特徴とす
   る電磁流量計。