JPH0311407B2 - - Google Patents
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- JPH0311407B2 JPH0311407B2 JP272082A JP272082A JPH0311407B2 JP H0311407 B2 JPH0311407 B2 JP H0311407B2 JP 272082 A JP272082 A JP 272082A JP 272082 A JP272082 A JP 272082A JP H0311407 B2 JPH0311407 B2 JP H0311407B2
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良
に関する。
に関する。
一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になつたと
き電極間に発生する誘起電圧をそれぞれ１回づつ
サンプリングした後隣り合つたサンプリング信号
の差をとることにより、電気化学的な直流電圧や
回路に基づくオフセツト電圧による影響を除去
し、流体の流量に対応した信号を得ている。この
ような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過
した後サンプリングしないと零点がドリフトす
る。これは電極間に発生する誘起電圧に、流体の
流量に比例した信号成分と電気化学的な直流電圧
や回路によるオフセツト電圧の外に、励磁電流の
切換時に電極と電極リード間のループで生ずる電
磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と
電極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅
れ回路によつて生ずる渦電流ノイズを含む励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分が重量されており、
電磁結合ノイズと渦電流ノイズとは励磁電流を切
換えるたびに極性が反転するので、隣り合うサン
プリング信号の差をとつても消去できず、しかも
電磁結合ノイズは短時間で零になるが、渦電流ノ
イズは十分に時間が経過しないと零にならないた
めである。よつて、零点の安定性の面から考える
と励磁周波数は低いほど有利であり、実用化され
ている電磁流量計には商用電源周波数の1/32に選
ばれているものもある。ところが励磁周波数をあ
まり低くすると応答性が遅くなつたり、制御ルー
プを組んだときハンチングを生じたりする。さら
に励磁周波数を低くすると、電気化学的な直流電
圧の変化が問題となり、この変化を補償するため
の手段が新たに必要となる。
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になつたと
き電極間に発生する誘起電圧をそれぞれ１回づつ
サンプリングした後隣り合つたサンプリング信号
の差をとることにより、電気化学的な直流電圧や
回路に基づくオフセツト電圧による影響を除去
し、流体の流量に対応した信号を得ている。この
ような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過
した後サンプリングしないと零点がドリフトす
る。これは電極間に発生する誘起電圧に、流体の
流量に比例した信号成分と電気化学的な直流電圧
や回路によるオフセツト電圧の外に、励磁電流の
切換時に電極と電極リード間のループで生ずる電
磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と
電極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅
れ回路によつて生ずる渦電流ノイズを含む励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分が重量されており、
電磁結合ノイズと渦電流ノイズとは励磁電流を切
換えるたびに極性が反転するので、隣り合うサン
プリング信号の差をとつても消去できず、しかも
電磁結合ノイズは短時間で零になるが、渦電流ノ
イズは十分に時間が経過しないと零にならないた
めである。よつて、零点の安定性の面から考える
と励磁周波数は低いほど有利であり、実用化され
ている電磁流量計には商用電源周波数の1/32に選
ばれているものもある。ところが励磁周波数をあ
まり低くすると応答性が遅くなつたり、制御ルー
プを組んだときハンチングを生じたりする。さら
に励磁周波数を低くすると、電気化学的な直流電
圧の変化が問題となり、この変化を補償するため
の手段が新たに必要となる。
本発明は、電磁流量計発信器の励磁コイルに正
の定常値と負の定常値を有する励磁電流を供給す
る励磁供給手段と、励磁電流が正および負の定常
値になつたとき電磁流量計発信器の電極間に誘起
する誘起電圧を時間的にずらしてそれぞれ３回以
上等間隔でサンプリングしてサンプリング値を出
力するサンプリング手段と、励磁電流の切換えに
伴なうノイズ成分の波形が指数関数的に減少する
関係と各サンプリング値を用いて所定の演算式に
より３つ以上の補償値を算出する補償値算出手段
と、励磁電流の切り換え直後から同一の時間が経
過したときの励磁電流が正の定常値の状態と負の
定常値の状態でのそれぞれのサンプリング値の差
を演算して差信号を出力する減算手段と、この差
信号と補償値との代数和を演算して流量信号を出
力する流量信号演算手段とを具備し、零点の安定
性および応答性に優れた低周波励磁方式の電磁流
量計を実現したものである。
の定常値と負の定常値を有する励磁電流を供給す
る励磁供給手段と、励磁電流が正および負の定常
値になつたとき電磁流量計発信器の電極間に誘起
する誘起電圧を時間的にずらしてそれぞれ３回以
上等間隔でサンプリングしてサンプリング値を出
力するサンプリング手段と、励磁電流の切換えに
伴なうノイズ成分の波形が指数関数的に減少する
関係と各サンプリング値を用いて所定の演算式に
より３つ以上の補償値を算出する補償値算出手段
と、励磁電流の切り換え直後から同一の時間が経
過したときの励磁電流が正の定常値の状態と負の
定常値の状態でのそれぞれのサンプリング値の差
を演算して差信号を出力する減算手段と、この差
信号と補償値との代数和を演算して流量信号を出
力する流量信号演算手段とを具備し、零点の安定
性および応答性に優れた低周波励磁方式の電磁流
量計を実現したものである。
第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図である。図において、１は励磁回路で、直流
定電流源１１と、定電流源１１からの一定電流IS
を切換えるスイツチ１２a，１２bとを有してい
る。２は電磁流量計発信器で、励磁コイル２１、
流体が流れるパイプ２２および電極２３a，２３b
を備えている。３は信号処理回路で、電磁流量計
発信器２の電極２３a，２３b間に誘起する電圧ea
を増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の出力
ebをサンプリングするスイツチ３２と、スイツチ
３２でサンプリングされた増幅器出力ebをデイジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３３と、Ａ／Ｄ
変換器３３からのデイジタル信号に基づいて所望
のデイジタル演算を行うマイクロプロセツサ３４
と、マイクロプロセツサ３４の出力をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、Ｄ／Ａ変換器
３５の出力をサンプルホールドし出力電圧epを発
生するサンプルホールド回路３６とを有してい
る。マイクロプロセツサ３４はデイジタル演算を
行うとともに、励磁回路１のスイツチ１２a，１
２bを駆動するパルスP1a，P1b、サンプリングス
イツチ３２およびサンプルホールド回路３６を制
御するパルスP2，P3を発生する。
続図である。図において、１は励磁回路で、直流
定電流源１１と、定電流源１１からの一定電流IS
を切換えるスイツチ１２a，１２bとを有してい
る。２は電磁流量計発信器で、励磁コイル２１、
流体が流れるパイプ２２および電極２３a，２３b
を備えている。３は信号処理回路で、電磁流量計
発信器２の電極２３a，２３b間に誘起する電圧ea
を増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の出力
ebをサンプリングするスイツチ３２と、スイツチ
３２でサンプリングされた増幅器出力ebをデイジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３３と、Ａ／Ｄ
変換器３３からのデイジタル信号に基づいて所望
のデイジタル演算を行うマイクロプロセツサ３４
と、マイクロプロセツサ３４の出力をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、Ｄ／Ａ変換器
３５の出力をサンプルホールドし出力電圧epを発
生するサンプルホールド回路３６とを有してい
る。マイクロプロセツサ３４はデイジタル演算を
行うとともに、励磁回路１のスイツチ１２a，１
２bを駆動するパルスP1a，P1b、サンプリングス
イツチ３２およびサンプルホールド回路３６を制
御するパルスP2，P3を発生する。
このように構成した本発明の動作を第２図の波
形図を参照して以下に説明する。まずスイツチ１
２a，１２bは第２図イ，ロに示す如き駆動パルス
P1a，P1bで制御され、P1aがオンとなつている期
間T1には定電流源１１から電流ISを正方向に、
P1bがオンとなつている期間T2には定電流源１１
からの電流ISを逆方向に切換えて励磁コイル２１
に流す。よつて励磁コイル２１には第２図ハに示
すように定常値が正の期間T1と負の期間T2を有
する励磁電流IWが供給される。なお各期間T1，
T2はそれぞれ商用交流電源周期の整数倍に選ば
れており、また励磁電流IWはスイツチ１２a，１
２bで切換えられたとき、励磁コイル２１のイン
ダクタンスと抵抗による時定数で実際には立上
り、立下り部分で遅れを伴つたのち定常値となる
が図では省略してある。電磁流量計発信器２の電
極２３a，２３b間には第２図ニに示すように励磁
電流IWに応じた誘起電圧eaが発生する。誘起電圧
eaには、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに比例
した信号成分VSの外に、励磁電流の切換えに伴
うノイズ成分Voと、電気化学的な直流電位や回
路によるオフセツト電圧成分Vo0とが重畳されて
いる。ノイズ成分Voは、励磁電流の切換時に電
極と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイ
ズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗Ｒと電極の
界面電気二重層容量Ｃとで形成される一次遅れ回
路によつて生ずる渦電流ノイズを含んでいる。そ
の結果第２図ニに斜線で示すように誘起電圧eaを
各期間３回づつサンプリングしたサンプリング電
圧ea1〜ea6はそれぞれ次式で与えられる。
形図を参照して以下に説明する。まずスイツチ１
２a，１２bは第２図イ，ロに示す如き駆動パルス
P1a，P1bで制御され、P1aがオンとなつている期
間T1には定電流源１１から電流ISを正方向に、
P1bがオンとなつている期間T2には定電流源１１
からの電流ISを逆方向に切換えて励磁コイル２１
に流す。よつて励磁コイル２１には第２図ハに示
すように定常値が正の期間T1と負の期間T2を有
する励磁電流IWが供給される。なお各期間T1，
T2はそれぞれ商用交流電源周期の整数倍に選ば
れており、また励磁電流IWはスイツチ１２a，１
２bで切換えられたとき、励磁コイル２１のイン
ダクタンスと抵抗による時定数で実際には立上
り、立下り部分で遅れを伴つたのち定常値となる
が図では省略してある。電磁流量計発信器２の電
極２３a，２３b間には第２図ニに示すように励磁
電流IWに応じた誘起電圧eaが発生する。誘起電圧
eaには、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに比例
した信号成分VSの外に、励磁電流の切換えに伴
うノイズ成分Voと、電気化学的な直流電位や回
路によるオフセツト電圧成分Vo0とが重畳されて
いる。ノイズ成分Voは、励磁電流の切換時に電
極と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイ
ズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗Ｒと電極の
界面電気二重層容量Ｃとで形成される一次遅れ回
路によつて生ずる渦電流ノイズを含んでいる。そ
の結果第２図ニに斜線で示すように誘起電圧eaを
各期間３回づつサンプリングしたサンプリング電
圧ea1〜ea6はそれぞれ次式で与えられる。
ea1＝VS＋o1＋Vo0
ea2＝VS＋Vo2＋Vo0
ea3＝VS＋Vo3＋Vo0
ea4＝−VS−Vo1＋Vo0
ea5＝−VS−Vo2＋Vo0
ea6＝−VS−Vo3＋Vo0 (1)
そして、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分
Voは励磁電流が一定のときほぼ指数関数的
（e-〓t/CR）に減少していく。そこで各期間のサン
プリング間隔（t2−t1），（t3−t2），（t5−t4），（
t6
−t5）をΔtとすれば、Vo1，Vo2，Vo3の間には次
式の関係がある。
Voは励磁電流が一定のときほぼ指数関数的
（e-〓t/CR）に減少していく。そこで各期間のサン
プリング間隔（t2−t1），（t3−t2），（t5−t4），（
t6
−t5）をΔtとすれば、Vo1，Vo2，Vo3の間には次
式の関係がある。
よつて、信号処理回路３で次式の演算を行え
ば、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Vo1，
KVo1，K2Vo1に相当する補償値eo1，keo1，k2eo1
を算出できる。
ば、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Vo1，
KVo1，K2Vo1に相当する補償値eo1，keo1，k2eo1
を算出できる。
したがつて、これら補償値を用いてサンプリン
グ電圧ea1，ea2，ea3，ea4，ea5，ea6との間で次式
の演算を行うと、 ep1＝１／２（ea1−ea4）−eo1＝VS ep2＝１／２（ea2−ea5）−keo1＝VS ep3＝１／２（ea3−ea6）−k2eo1＝VS (4) となり、オフセツト電圧成分Vo0を除去できると
ともに、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分
Vo1，kVo1，k2Vo1を除去でき、流体の流量に比
例した信号成分VSのみを得ることができる。
グ電圧ea1，ea2，ea3，ea4，ea5，ea6との間で次式
の演算を行うと、 ep1＝１／２（ea1−ea4）−eo1＝VS ep2＝１／２（ea2−ea5）−keo1＝VS ep3＝１／２（ea3−ea6）−k2eo1＝VS (4) となり、オフセツト電圧成分Vo0を除去できると
ともに、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分
Vo1，kVo1，k2Vo1を除去でき、流体の流量に比
例した信号成分VSのみを得ることができる。
図の信号処理回路３では、まず電磁流量計発信
器２からの誘起電圧eaを増幅器３１で増幅し、第
２図ホに示す如きタイミングで発生するサンプリ
ングパルスP2で駆動されるサンプリングスイツ
チ３２によつて、第２図ニに斜線で示すeaのサン
プリング電圧ea1〜ea6に相当する増幅器３１の出
力を順次Ａ／Ｄ変換器３３でデイジタル信号に変
換してマイクロプロセツサ３４に与える。マイク
ロプロセツサ３４は、まず１サイクルの前半期間
T1におけるサンプリング電圧ea1〜ea3に相当する
デイジタル信号が入力されると、(3)式に相当する
デイジタル演算を行い補償値を算出する。この補
償値を用いて後半期間T2におけるサンプリング
電圧ea4，ea5，ea6に相当するデイジタル信号が入
力される毎に(4)式に相当するデイジタル演算を行
い、オフセツト成分およびノイズ成分を除去し、
流体の流量に比例した信号成分VSに相当するデ
イジタル値を順次得る。信号成分VSを得る演算
が終ると、次のサイクルの誘起電圧eaのサンプリ
ングを行う前にea4〜ea6に相当するデイジタル信
号を用いて(3)式に相当するデイジタル演算により
補償値の更新を行う。この更新した補償値を用い
て次のサイクルの前半期間T1におけるサンプリ
ング電圧ea1〜ea3に相当するデイジタル信号が入
力される毎に(4)式に相当するデイジタル演算を行
い、オフセツト成分およびノイズ成分を除去し、
流体の流量に比例した信号成分VSのみを得る。
このようにマイクロプロセツサ３４は前半期間
T1および後半期間T2のサンプリングが終る毎に
ノイズ成分Vo1，kVo1，k2Vo1に相当する補償値
を更新しながら、サンプリング電圧ea1〜ea6に相
当するデイジタル信号が入力される毎に信号成分
VSを得る演算を行う。なお補償値の更新は過去
からの値の移動平均等で行えばより演算精度を上
げることができる。マイクロプロセツサ３４の出
力はＤ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換さ
れ、第２図ヘに示すタイミングで発生するパルス
P3によつてサンプルホールド回路３６に順次ホ
ールドされる。その結果サンプルホールド回路３
６の出力には、流体の流量に比例した信号成分
VSに相当する出力電圧epがサンプリングを行う毎
に得られる。
器２からの誘起電圧eaを増幅器３１で増幅し、第
２図ホに示す如きタイミングで発生するサンプリ
ングパルスP2で駆動されるサンプリングスイツ
チ３２によつて、第２図ニに斜線で示すeaのサン
プリング電圧ea1〜ea6に相当する増幅器３１の出
力を順次Ａ／Ｄ変換器３３でデイジタル信号に変
換してマイクロプロセツサ３４に与える。マイク
ロプロセツサ３４は、まず１サイクルの前半期間
T1におけるサンプリング電圧ea1〜ea3に相当する
デイジタル信号が入力されると、(3)式に相当する
デイジタル演算を行い補償値を算出する。この補
償値を用いて後半期間T2におけるサンプリング
電圧ea4，ea5，ea6に相当するデイジタル信号が入
力される毎に(4)式に相当するデイジタル演算を行
い、オフセツト成分およびノイズ成分を除去し、
流体の流量に比例した信号成分VSに相当するデ
イジタル値を順次得る。信号成分VSを得る演算
が終ると、次のサイクルの誘起電圧eaのサンプリ
ングを行う前にea4〜ea6に相当するデイジタル信
号を用いて(3)式に相当するデイジタル演算により
補償値の更新を行う。この更新した補償値を用い
て次のサイクルの前半期間T1におけるサンプリ
ング電圧ea1〜ea3に相当するデイジタル信号が入
力される毎に(4)式に相当するデイジタル演算を行
い、オフセツト成分およびノイズ成分を除去し、
流体の流量に比例した信号成分VSのみを得る。
このようにマイクロプロセツサ３４は前半期間
T1および後半期間T2のサンプリングが終る毎に
ノイズ成分Vo1，kVo1，k2Vo1に相当する補償値
を更新しながら、サンプリング電圧ea1〜ea6に相
当するデイジタル信号が入力される毎に信号成分
VSを得る演算を行う。なお補償値の更新は過去
からの値の移動平均等で行えばより演算精度を上
げることができる。マイクロプロセツサ３４の出
力はＤ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換さ
れ、第２図ヘに示すタイミングで発生するパルス
P3によつてサンプルホールド回路３６に順次ホ
ールドされる。その結果サンプルホールド回路３
６の出力には、流体の流量に比例した信号成分
VSに相当する出力電圧epがサンプリングを行う毎
に得られる。
このように本発明においては、零点のドリフト
の原因となるノイズ成分を有効に除去しているの
で、励磁周波数を低くすることなくすなわち応答
性を犠牲にすることなく零点の安定性が得られ
る。
の原因となるノイズ成分を有効に除去しているの
で、励磁周波数を低くすることなくすなわち応答
性を犠牲にすることなく零点の安定性が得られ
る。
なお上述では、オフセツト電圧成分Vo0が一定
の場合を例示したが、電気化学的直流電位の変動
によつてVo0が一次関数で変化し、各サンプリン
グ期間毎にΔVo0づつ増加する場合には、誘起電
圧eaのサンプリング電圧ea1〜ea6は、 ea1＝VS＋Vo1＋Vo0 ea2＝VS＋KVo1＋Vo0＋ΔVo0 ea3＝VS＋K2Vo1＋Vo0＋2ΔVo0 ea4＝−VS−Vo1＋Vo0＋3ΔVo0 ea5＝−VS−KVo1＋Vo0＋4ΔVo0 ea6＝−VS−K2Vo1＋Vo0＋5ΔVo0 (5) となるが、信号処理回路３で実質的に次式の演算
を行えば、ノイズ成分Vo1，KVo1，K2Vo1および
オフセツト電圧成分の変化分ΔVo0に相当する補
償値eo1，keo1，k2Vo1，Δeo0を算出できる。
の場合を例示したが、電気化学的直流電位の変動
によつてVo0が一次関数で変化し、各サンプリン
グ期間毎にΔVo0づつ増加する場合には、誘起電
圧eaのサンプリング電圧ea1〜ea6は、 ea1＝VS＋Vo1＋Vo0 ea2＝VS＋KVo1＋Vo0＋ΔVo0 ea3＝VS＋K2Vo1＋Vo0＋2ΔVo0 ea4＝−VS−Vo1＋Vo0＋3ΔVo0 ea5＝−VS−KVo1＋Vo0＋4ΔVo0 ea6＝−VS−K2Vo1＋Vo0＋5ΔVo0 (5) となるが、信号処理回路３で実質的に次式の演算
を行えば、ノイズ成分Vo1，KVo1，K2Vo1および
オフセツト電圧成分の変化分ΔVo0に相当する補
償値eo1，keo1，k2Vo1，Δeo0を算出できる。
したがつて、これら補償値と(5)式のサンプリン
グ値ea1〜ea6との間で次式の演算を行えば、オフ
セツト電圧の変化およびノイズ成分を有効に除去
でき、流体の流量に比例した信号成分VSのみを
得ることができる。
グ値ea1〜ea6との間で次式の演算を行えば、オフ
セツト電圧の変化およびノイズ成分を有効に除去
でき、流体の流量に比例した信号成分VSのみを
得ることができる。
また上述では、増幅器３１の出力ebを直接Ａ／
Ｄ変換器３３に与える場合を例示したが、第３図
に示すように増幅器出力ebを積分器３７を介して
Ａ／Ｄ変換器３３に与えるようにしてもよい。こ
の場合積分時間TSを商用電源周期の整数倍に選
べば電源周波数ノイズの影響を除去できる。なお
第３図においては、積分器３７として、抵抗RI
と、演算増幅器OPと、OPの帰還回路に接続され
た積分用コンデンサCIと、出入積分時間を制御
するタイミングスイツチTSおよび積分開始直前
にそれ以前の積分値をリセツトするリセツトスイ
ツチRSとを有するものが例示されている。また
上述では各励磁期間に３回サンプリングする場合
を例示したが、３回以上であればよい。さらに上
述では、正の励磁電流と負の励磁電流を交互に切
換える場合を例示したが、励磁電流を正から負ま
たは負から正へ切換える途中に励磁電流を流さな
い休止期間を設けてもよい。
Ｄ変換器３３に与える場合を例示したが、第３図
に示すように増幅器出力ebを積分器３７を介して
Ａ／Ｄ変換器３３に与えるようにしてもよい。こ
の場合積分時間TSを商用電源周期の整数倍に選
べば電源周波数ノイズの影響を除去できる。なお
第３図においては、積分器３７として、抵抗RI
と、演算増幅器OPと、OPの帰還回路に接続され
た積分用コンデンサCIと、出入積分時間を制御
するタイミングスイツチTSおよび積分開始直前
にそれ以前の積分値をリセツトするリセツトスイ
ツチRSとを有するものが例示されている。また
上述では各励磁期間に３回サンプリングする場合
を例示したが、３回以上であればよい。さらに上
述では、正の励磁電流と負の励磁電流を交互に切
換える場合を例示したが、励磁電流を正から負ま
たは負から正へ切換える途中に励磁電流を流さな
い休止期間を設けてもよい。
以上、説明したように本発明においては、励磁
供給手段により電磁流量計発信器の励磁コイルに
正の定常値と負の定常値を有する励磁電流を供給
し、サンプリング手段により励磁電流が正および
負の定常値になつたとき電磁流量計発信器の電極
間に誘起する誘起電圧を時間的にずらしてそれぞ
れ３回以上等間隔でサンプリングしてサンプリン
グ値を出力し、補償値算出手段で励磁電流の切換
えに伴なうノイズ成分の波形が指数関数的に減少
する関係と各サンプリング値を用いて所定の演算
式により３つ以上の補償値を算出し、減算手段に
より励磁電流の切り換え直後から同一の時間が経
過したときの励磁電流が正の定常値の状態と負の
定常値の状態でのそれぞれのサンプリング値の差
を演算して差信号を出力し、この差信号と補償値
との代数和を流量信号演算手段により演算して流
量信号を出力するようにしたので、零点の安定性
および応答性に優れた低周波励磁方式の電磁流量
計が得られる。
供給手段により電磁流量計発信器の励磁コイルに
正の定常値と負の定常値を有する励磁電流を供給
し、サンプリング手段により励磁電流が正および
負の定常値になつたとき電磁流量計発信器の電極
間に誘起する誘起電圧を時間的にずらしてそれぞ
れ３回以上等間隔でサンプリングしてサンプリン
グ値を出力し、補償値算出手段で励磁電流の切換
えに伴なうノイズ成分の波形が指数関数的に減少
する関係と各サンプリング値を用いて所定の演算
式により３つ以上の補償値を算出し、減算手段に
より励磁電流の切り換え直後から同一の時間が経
過したときの励磁電流が正の定常値の状態と負の
定常値の状態でのそれぞれのサンプリング値の差
を演算して差信号を出力し、この差信号と補償値
との代数和を流量信号演算手段により演算して流
量信号を出力するようにしたので、零点の安定性
および応答性に優れた低周波励磁方式の電磁流量
計が得られる。
第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図、第２図はその動作波形図、第３図は本発明
電磁流量計の他の実施例を示す接続図である。 １……励磁回路、２……電磁流量計発信器、２
１……励磁コイル、２３a，２３b……電極、３…
…信号処理回路、３１……増幅器、３２……サン
プリングスイツチ、３３……Ａ／Ｄ変換器、３４
……マイクロプロセツサ、３５……Ｄ／Ａ変換
器、３６……サンプルホールド回路、３７……積
分器。
続図、第２図はその動作波形図、第３図は本発明
電磁流量計の他の実施例を示す接続図である。 １……励磁回路、２……電磁流量計発信器、２
１……励磁コイル、２３a，２３b……電極、３…
…信号処理回路、３１……増幅器、３２……サン
プリングスイツチ、３３……Ａ／Ｄ変換器、３４
……マイクロプロセツサ、３５……Ｄ／Ａ変換
器、３６……サンプルホールド回路、３７……積
分器。
Claims (1)
- １ 電磁流量計発信器の励磁コイルに正の定常値
と負の定常値を有する励磁電流を供給する励磁供
給手段と、前記励磁電流が正および負の定常値に
なつたとき前記電磁流量計発信器の電極間に誘起
する誘起電圧を時間的にずらしてそれぞれ３回以
上等間隔でサンプリングしてサンプリング値を出
力するサンプリング手段と、前記励磁電流の切換
えに伴なうノイズ成分の波形が指数関数的に減少
する関係と前記各サンプリング値を用いて所定の
演算式により３つ以上の補償値を算出する補償値
算出手段と、前記励磁電流の切り換え直後から同
一の時間が経過したときの前記励磁電流が正の定
常値の状態と負の定常値の状態でのそれぞれのサ
ンプリング値の差を演算して差信号を出力する減
算手段と、この差信号と前記補償値との代数和を
演算して流量信号を出力する流量信号演算手段と
を具備し、前記励磁電流の切換えに伴なうノイズ
成分を除去する電磁流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP272082A JPS58120116A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP272082A JPS58120116A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58120116A JPS58120116A (ja) | 1983-07-16 |
| JPH0311407B2 true JPH0311407B2 (ja) | 1991-02-15 |
Family
ID=11537139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP272082A Granted JPS58120116A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58120116A (ja) |
-
1982
- 1982-01-13 JP JP272082A patent/JPS58120116A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58120116A (ja) | 1983-07-16 |
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